光伏并网逆变系统中辅助电_源的研究和设计论文(编辑修改稿)

光伏并网逆变系统中辅助电_源的研究和设计论文(编辑修改稿)内容摘要：

输入电压 dV。 对于变压器体积大和占空比小这两个缺点，在小功率情况下问题不是很严重，可以忽略其影响。 毕业设计（论文）报告纸 8 D 1Q 1TD 2Q 2D 3+OV+dV 图 双管箝位形式的单端反激式变换器的电路拓扑 单端反激式变换电路的基本工作原理 如图 ，当加到原边主功率开关管 Q1 的激励脉冲为高电平使 Q1 导通时，直流输入电压 Vin 加在原边绕组PN两端，此时因副边绕组相位是上负下正，使整流管 D1 反向偏置而截止；当驱动脉冲为低电平使 Q1 管截止时，原边绕组PN两端电压极性反向，使副边绕组相位变为上正下负，则整流管被正向偏置而导通，此后储存在变压器中的磁能向负载传递释放。 因单端反激式变换器只是在原边开关管导通期间储 存能量，当它截止时才向负载释放能量，所以高频变换器在开关工作过程中，既起变压隔离作用，又是电感储能元件。 因此又称 单端反激式变换器是一种“电感储能式变换器”（简称“电感变换器” ）。 LPI02PI1PI 1PI 2PI0LSI tt2SI 1SI 图 连续模式下变压器原边与副边电流示意图 图 是反激式变换器在连续模式下的变压器原边和副边的电流波形示意图。 在 Q1 导通 毕业设计（论文）报告纸 9 期间，输入直流电压 INV 加在原边绕组PN两端 ，使原边线圈中的电流线性升高：( / )PPi E L t。 当导通结束时，原边电流幅值为（省略 Q1 的饱和压降）： 21P ON PPEI t IL   （ 21） 副边绕组电压为： SLsPLVEL （ 22） 当开关管 Q1 截止时，其集电极电位变为高电平，原边绕组电流变为零，副边绕组两端感应电压极性反向，使 D1 导通， Si 向 OC 充电，变压器储能开始释放，副边电流则线性下降。 它经变压器耦合反射到原边，又形成一个上负下正的反射电压： POR OSLVVL （ 23） 当开关管从导通变为截止时，原边绕组电流变为零，高频变压器将储存能量转移到副边，此时整流二极管导通，副边绕组产生感应电流。 若忽略变压器的各种损耗，根据能量守恒定律，则高频变压器的初级与次级能量应满足关系式 221122P P S SL I L I   （ 24） 式中， 2PI 是 开关管导通快结束时原边电流的最大值， 2SI 为 Q1 刚截止时副边电流的最大值。 同理，当开关管 Q1 从截止状态变为导通时，整流二极管变为截止，副边绕组电流突变为零，则经释放过程后剩余的能量将转移回初级，故有： 22111122P P S SL I L I   （ 25） 式中， 1PI 是开关管刚导通时原边绕组的电流初始值， 1sI 是整流二极管截止瞬间之前副边绕组中的电流。 当 Q1 导通，电路工作进入稳态后，原边电流又线性增大，变压器又开始储存能量。 在 Q1 截止期间，流过副边绕组的电流为： 2 OSS SVi I tL   （ 26） 式中， OV 是输出电压， 2SI 是 Q1 开始截止时的副边绕组电流幅值。 因原边与副边电流、绕组 毕业设计（论文）报告纸 10 匝数关系式为： 22P P S SI N I N ，因此可得到关系式： 22PSPSNIIN （ 27） 单端反激式变换器的三种工作状态 由于原边、副边电感量为常数，使原边电流和副边电流按现行规律升高或降低。 根据式（ 16），单端反激式变换器的副边电流工作状态有三种： 磁化电流的临界状态： 2( / ) /OFF S O St L V I （见图 中电流波形） （ 28） 磁化电流的非连续状态： 2( / ) /OFF S O St L V I （见图 中电流波形） （ 29） 磁化电流的连续状态： 2( / ) /OFF S O St L V I （见图 中电流波形） （ 210） LPVtE01ONt O F FtCEV0T12NEV ON 12ONO F FN tVEONt  O F FtLPI0tt2PIEtL PLSI0t2SI 2V OItSL SO F Ft( a ) 原 边 绕 组 感 应 电 压 及 磁 通( b ) 主 功 率 管 开 关 电 压( c ) 原 边 绕 组 电 流( d ) 副 边 绕 组 电 流 图 在临界状态下单端反激式变换器的电压、电流和磁通波形 临界状态是指：开关管 Q1 在截止时间结束的过程 OFFt 与副边绕组电流衰减到零所需的时间相等，即 Q1 在重新导通之前，副边电流正好降低到零，原边绕组电流也将从零开始线性升高，升高速率为 ( / )PE L t。 临界状态时的原边电流、副边电流 、原边绕组感应电压、开关 毕业设计（论文）报告纸 11 管电压波形、高频变压器磁通变化波形等图。 LPVt0E 112ONVNCEVt0TONt O FFt12ONEVNELPI0t2PIE tLP 2PILSI0t2SI 2V OItSL S( a ) 原 边 绕 组 感 应 电 压 及 磁 通( b ) 主 功 率 管 开 关 电 压( c ) 原 边 绕 组 电 流( d ) 副 边 绕 组 电 流 图 在非连续状态下单端反激式变换器的电压、电流和磁通波形 非连续状态指： Q1 截止时间长于副边绕组电流降到零的时间，即 2( / )OFF S O St L V I ，也就是副边电流与变压器磁通  是在 Q1 截止之前已下降到零（假若不计剩磁）。 在新的周期开始 Q1 又导通时，原边电流和磁通都是从零开始线性增大，其速率为 ( / )PE L t。 在磁化电流为临界状态和非连续状态下， Q1 导通期间储存在变压器中的能量为：2 2(1/ 2)L P PW L I 根据式（ 21）可知，单位时间里的供电能量，即输入功率为： 2222122 ONLIN P P PEtWP L IT T L T    （ 211） 假若不考虑电路中的损耗，全部功率都输送到负载上，那么输出功率等于输入功率：2 2 22O O NO INLPV E tPPR L T 毕业设计（论文）报告纸 12 由此，可得到输出电压的计算式： 2 LO ON PRV E t LT   （ 212） 在非连续状态下的单端反激式变换器的电压、电流和磁通波形见图。 由式（ 212）可知，输出电压与负载电阻有关：负载电阻越大、输出电压越高，而负载电阻越小则输出电压越低。 这是反激式变换器的工作特点。 因此空载时必须接上“假负载”，否则会造成输出电压过高而损坏晶体管。 另外，输出电压值还随输入电压的变化而改变，并随导通时间的延长而增大。 当 Q1 截止时，副边整流二极管导通，若忽略其正向压降，则副边绕组电压值约等于输出电压。 设 PN 、 SN 分别是原边和副边绕组匝数，因此原边绕组上的感应电压为： ( / )LP P S OV N N V （ 213） 可见在 Q1 截止期间，它承受的电压为： PC E L P OSNV E V E VN    （ 214） 因此在选择功率开关晶体管时，不但要考虑变压器原边电流最大值是否超出晶体管极限值，还需要考虑到它所承受的电压幅值不能超出晶体管允许值。 在开路试验中，不能让负载断开引起输出电压剧增而损坏功率管。 在原边绕组电感量 PL 、开关周期 T、输入电压 E 等参数确定后，虽然负载电流、负载电阻 LR 变化，但只须相应调节开关管导通时间，就能维持输出电压 OV 值稳定不变。 从式（ 21）看出，单端反激式变换器的高频变压器在 Q1 导通期间的储存能量，与副边的负载大小无关，即原边绕组最大电流值不受负载影响，它只决定于原边绕组电感量 PL 、施加的输入电压值 E和导通脉冲宽 度 ONt。 磁化电流值连续状态下的单端反激式变换器的电压、电流和磁通波形如图 所示。 当Q1 的截止时间小于副边电流衰减到零所需时间的情况下，那么在 Q1 截止结束时，副边电流将大于零。 毕业设计（论文）报告纸 13 LPVtE0ONtO FFtCEV0T1122N NE V E VOONN  12ONO FFN tVEONt  LPI0tt2PILSI0t2SI 2SI( a ) 原 边 绕 组 感 应 电 压 及 磁 通( b ) 主 功 率 管 开 关 电 压( c ) 原 边 绕 组 电 流( d ) 副 边 绕 组 电 流2PI1PI1SI 图 在连续状态下单端反激式变换器的电压、电流和磁通波形 在磁化电流连续状态情况下，当 Q1 再次导通开始下一个周期时， 变压器原边电流不是从零增大，而是从初始值 1PI 开始 按 ( / )PE L t 的速率升高，在 Q1 导通结束时增大到 2PI。 该电流波形与半桥式等双端电路的电流波形相似，而与单端反激式变换器在非连续和临界状态时代电流波形不同。 单端反激式开关电源的设计原则 单端反激式开关电源设计概述 设计单端反激式开关电源，涉及到电气工程的许多方面，如模拟电路和数字电路的结构，双极管、 MOSFET 和 IGBT 等功率管器件的特性，磁性材料的考虑，热温升的散发，过流和过压的安全防护，控制回路的 稳定性能等。 这就意味着设计涉及到需要综合协调的许多可变因素。 现代电力电子技术领域出现的高度集成化的 IC 器件，使得这项设计任务大大地简化。 毕业设计（论文）报告纸 14 大多数高集成 IC 器件都具有模拟和数字控制电路，能完成隔离变压、调整稳压、自动保护等开关电源需要的全部功能，并且建立了 IC 内部回路的稳定性，因此能有效地缩减设计变数项目 [6]。 单端反激式开关电源一般有几个主要的组成部分，如输入整流电路、输入滤波电路、功率变压器及其箝位电路、功率开关管及其保护电路、输出滤波电路和反馈控制回路。 作者认为，其中变压器和反馈控制回路的设计是反激式开 关电源的关键，是最重要的两个部分。 变压器的设计关系到反激式开关电源的能量能否有效地传递到输出端，使输出端有稳定的电压输出并保证开关电源有较高的转换效率。 而不合格的变压器不但不能完成能量有效传输的功能，降低电源的效率，还会对功率器件造成过压冲击、电磁干扰等危害，影响电源的稳定工作，即使设计了一个很有效的反馈控制回路，也无法保证电源的正常工作。 开 关 变 换 器( ) ( , , )g loa dv t f v i d干 扰 源}控 制 端 输 入()gvt ()loadit()dt脉 宽 调 制 器cv补 偿 电 路误 差信 号()evt+re fv参 考 端输 入感 应 增 益()vt 图 反馈控制回路示意图 反馈回路包括感应增益电路、参考输入、补偿电路、脉宽调制电路和晶体管门极驱动电路 等，如图。 一个好的反馈回路可以有效地自动调整需要的占空比，无论输入电压、负载电流或者器件取值的变化等引起的干扰大小，都能随时保证输出电压的精确度和稳定度。 单端反激式开关电源的设计原则 根据单端反激式变换器的三种工作方式，即连续工作模式（ CCM）、临界连续模式和断续工作模式（ DCM），其设计原则和设计步骤也不尽相同。 临界连续模式和断续模式的设计流程基本相同，而与连续工作模式有很大的区别，主要体现在变压器原边绕组的电流峰值不同，一般来说断续模式下原边绕组的电流峰值要大，而原边绕组的电感量要小。 断续模式下输出电压和流过负载的电流有关，必须通过调节占空比来保证输出电压的稳定，因此电流断 毕业设计（论文）报告纸 15 续状态一般用于负载变化很小的场合。 确定单端反激式开关电源所处的工作模式是开始设计工作之前的必要环节。 设计单端反激式开关电源，要在保证稳定正常工作的前提下，尽量降低成本，提高电源效率。 这也是所有电源开发所要遵循的设计原则。 而通常要达到一个好的技术指标，往往要通过添加辅助的外围电路的方法，这就增加了成本。 因此，电源的设计就是要在技术指标和成本高低上选择一个折中，或者说是最优化设计。 单端变换器的重要设计原则是必须使高频变 压器磁芯的磁通复位。 反激式开。