矿井提升机制动电源pwm毕业论文(编辑修改稿)

矿井提升机制动电源pwm毕业论文(编辑修改稿)内容摘要：

电阻的阻值确定产生斜坡电压的电流。 该电阻若接到直流输入电压端，可以提供电压反馈。 使用中，按用户的要求决定是把电阻接VC还是接输入电压。 引脚19(RAMP)：斜坡电压端。 该引脚为PWM比较器的输入端。 在该引脚和引脚GND(信号地)之间接入一个电容器。 斜坡电压的斜率由下式决定： dV/dt=取样电压/(RSLOPECRAMP) （32）采用电流型控制时，所需的外部元件很少没，在这种情况下，该引脚可提供斜率补偿。 ，因此误差放大器输出电压不能超过斜坡峰值电压。 同时，若RSLOPE和CRAMP具有适当的数值，就很容易实现占空比钳位。 引脚20(GND)：信号地端。 所有电压都以引脚20(GND)的电位为基准点。 接在引脚16(FREQ SET)(频率设定)的定时电容器，接在引脚11(VIN)(输入电压)的旁路电容器和接在引脚19(RAMP)(斜坡)的斜坡电容器，都应当直接接到信号接地引脚20(GND)的地线上。 使用中，该端直接接该芯片工作供电电源地。 (1)基本原理 UC3875系列相谐振变换器控制集成电路用于桥式变换器控制。 由于采用了恒频脉宽调制、谐振和零电压开关等技术，因此在高频工作状态下，可以获得很高的效率。 该系列IC可以采用电流型控制，也可以采用电压型控制。 为了实现快速故障保护，该电路中还具有独立的过电流保护电路。 每个输出级导通前都有一个死区。 而且死区的时间可以调整。 因此，每对输出级(A/B、C/D)的谐振开关作用时间，可以单独控制。 振荡器的频率可超过2MHZ，在实际应用中，开关频率可达1 MHZ。 高频振荡器除了作标准的自由振荡器外，还可与时钟/同步引脚(17)引入的外部时钟信号保持同步。 该器件具有欠电压封锁功能。 发生欠电压封锁时，所有输出端均为低电平。 为了提高欠电压封锁的可靠性，,也就是说，欠电压封锁电路仍工作。 该器件还具有过电流保护功能，过电流故障发生后70ns内，全部输出级都能转入判断状态。 过电流故障消除后，该器件还能够重新开始工作。 UC3875内部结构如图所示。 它的核心是相位调制器，它的B输出信号与A输出信号相反，D输出信号与C输出信号相反，既A、B输出信号在相位上相差180度，C、D输出信号在相位上也相差180度。 为简单起见，仅讨论A、C输出信号的相位问题，B、D输出端的工作原理与A、C输出端相同，只是相位差180度。 当引脚2[E/A OUT(COMP)]端输出信号高到一定程度时，触发器的S端将处于逻辑“0”，触发器的R端将与时钟信号相同，由RS触发器逻辑功能可知，触发器的Q端置为逻辑“1”，并保持逻辑“1”，通过异或门使C输出与A输出相反，既A、C输出信号移相180度。 同样，引脚2[E/A OUT (COMP)]，RS触发器的S端将与时钟脉冲信号相反，R端将处于逻辑“0”，并保持逻辑“0”。 由RS触发器的逻辑功能可知，RS触发器的Q端被置位为逻辑“0”，并保持逻辑“0”，通过异或门使C输出与A输出相同，既A、C输出信号移相0度。 也就是说,通过控制引脚2[E/A OUT(COMP)]端的输出就可以控制A、C之间的相位在0度到180度之间变化。 (2)各部分的基本工作原理分析[6]①欠电压封锁部分：欠电压封锁电路原理图如32所示。 电源接通后，若输入电压VIN低于欠电压封锁门限值，那么输入电流将低于600μA，因而基准电压发生器关断，故障锁存器复位，接于软启动引脚6(SOFTSTART)的电容放电，各输出端维持低电平。 图32 欠电压封锁电路原理当输入电压VIN超过欠电压封锁上限值()时，基准电压发生器导通。 ，其他各部分电路均处关闭状态。 ②振荡器：芯片内的高频振荡器即可以用作自由振荡器，也可以与外部时钟同步。 用作自由振荡器时，振荡频率由接在引脚16(FREQ SET)(频率设定)和引脚20(GND)(信号地)之间的电阻和电容的数值决定，如图33所示 a) 基本电路 b) 工作波形图33 UC3875振荡器基本电路和工作波形只要将多个UC3875的引脚17(CLOCK/SYNC)(时钟/同步)接在一起，多个UC3875的振荡器就能与振荡频率最高的振荡器保持同步，如图34a所示。 由于引线电容的影响，为了保持较窄的同步脉冲，应当接入电阻R1和RN。 当外部时钟的频率高于UC3875内部振荡器的工作频率时，UC3875内的振荡器也能与外部时钟保持同步，如图34b。 a)与振荡频率最高的振荡器保持同步图34 振荡器同步电路（3）延时封锁和输出级：输出级电路原理如图35所示。 在每个输出级中，晶体管V3～V6组成高速推挽驱动器，流入或流出的峰值电流大于1A,各级输出电流之间的延迟时间约为30ns。 为了确保输出开关管导通前输出低电平，在电源电压达到导通门限值以前，晶体管V7～V9组成的自偏置驱动级，使V6维持导通。 两组输出信号之间的延时(死区)由电容C005决定。 输出信号变为高电平以前， C005必须放电，使其两端电压低于门限值VTH。 延迟时间由内部电流源I1决定。 该电源的电流可通过外接电阻RTD调整。 引脚15(DELAY SET A/B)和引脚7(DELAY SET C/D)(延迟时间设定)。 死区时间可在20～200nsz之间调整。 图35 UC3875输出级电路由UC3875组成的全桥变换器输出级电路如图35所示，由于其有四个输出级，各输出级电路均与此电路相同，故图中未标引脚号。 （4）故障控制和软启动电路：故障控制电路具有两种关断输出的方式：①四个功率输出级全部关断。 ②控制相移到0176。 四个输出级全部关断的保护方式适用于过电流故障或者欠电压故障。 当引脚6(SOFTSTART)的电压达到最低门限值时,相移从0176。 到达它的额定值。 故障和软启动电路及波形如图36所示。 图36 故障和软启动及其工作波形（5）斜坡产生电路,在UC3875中，斜坡产生器可采用以下几种控制方法：①电压型控制。 ②电压反馈控制。 ③电流型控制。 ④具有斜坡补偿的电流型控制。 电压型控制电路如图37所示。 在引脚11(VIN)和引脚18(SLOPE)之间接入电阻RSLOPE，即可实现简单的电压型工作。 在电源电压和引脚18(SLOPE)之间接入电阻RSLOPE实现电压反馈。 斜坡电压的斜率为：dV/dt=VRSLOPE/(RSLOPECRAMP) （33） 图37 电压型斜坡控制电路采用电流型控制电路时，引脚18(SLOPE)接地，并且引脚19（RAMP）输出作为直流检测信号输入到PWM比较器，斜坡产生器就能工作。 具有斜率补偿的电流型控制电路如图38所示。 电阻RCS将电流取样互感器输出的电流波形整形，电容CR端电压与斜坡电压叠加，波形如图中所示。 应当注意，电阻RCS的阻值应尽量小，以便电容CR能够通过斜坡电路放完电。 斜坡电压的附加斜率为 dV/dt=VRSLOPE/(RSLOPECR) （34） 图38 电流型斜坡控制电路主要设计特点和参数限制（1）主要设计特点①占空比可在0～100﹪之间调整 ②输出导通延迟时间可调。 ③即可采用电压型控制也可采用电流型控制。 ④实际工作频率可达1MHZ。 ⑤有4个2A的推挽输出级。 ⑥内含10MHZ误差放大器。 ⑦很小的启动电流（150μA）。 ⑧欠电压封锁时，输出低电平。 ⑨软启动。 ⑩调整好的基准电压，具有调周期重新启动的锁存过电流比较器。 （2）极限工作参数①电源电压（VC、VIN）：20V②模拟输入/输出I/O（引脚111119）电压：～5。 3V③最大输出（拉电流或灌电流）：，脉冲（）为3A④允许最高结温Tjmax：150℃⑤焊接温度（10S）TL：300℃⑥工作温度范围TA：为0～+70℃⑦贮存温度范围Tstg：65～+150℃工作频率设计如图所示C026=，R028=2K。 所以取UC3875的工作频率为f=1/(C026R028),。 死区时间设置在死区设置脚与信号地之间并联一个电阻R028和一个电容C026可设置死区时间。 其公式如下：T=(1012R)/Udelay （35）式中,Udelay为延迟端电压(),死区时间Ｔ可取2uS时,。 驱动M57962L的设计为了能方便控制输出,在UC3875与驱动电路M57962L之间可加一级与非门，由于M57962L的输入一般是10mA，因此，与非门的输出能力已足够满足系统要求。 当输出控制为0时，输出被锁死，当输出为１时，输出被打开。 M57962L的保护信号通常加到UC3875的过流保护端，当M57962L没有保护输出时，加到UC3875过流保护端的电压为零；当有保护输出时，加到UC3875过流保护端的电压为15V。 图39 　移相PWM转换器控制和驱动原理图软启动设置如在软启动功能脚与信号地之间接一电容C024，那么,当软启动正常工作时,芯片将用一个9uA电流给C024充电,。 这一特性决定了输出移相角将从零逐渐增加,直到最后稳定工作。 而在电流故障情况下,软启动端将降为OＶ。 调节器设计为了减小系统的稳态误差和增加系统稳定性，本系统采用比例积分调节器，其电路如图310所示，该电路的电源电压可用 UC3875的基准电压5V经可变电阻分压所得，而将输出控制电压直接加到UC3875的第4脚。 图310　调节器电路占空比分析由波形图可见，由于变换器存在漏电感，使初级电流在t1～t3阶段，有一定斜率，因此次级电压占空比（t4t3)/(t4t0)小于初级电压占空比(t4t1)/(t4t0)，造成占空比损失。 开关频率越高，占空比损失越大。 图311 　全桥ZVS PWM变换器的主要波形表3—2 控制时序时间间隔t0～t1t1～t2t2～t3～t4t4～t5t5～t6t6～t7导通管序号D3S1D2D3S1S2S3S2D4D1D2S2S1S4ZVS次序S3S2S4S1移相全桥两桥臂开关管实现ZVS的条件由表和上图可以看出，S3和S4实现ZVS分别早于SS2，故称SS4为右桥臂又称超前桥臂，SS2为左桥臂又称滞后臂。 由表可以看出SS4实现ZVS分别在(t0～t1)和(t4～t5)，SS1实现ZVS分别在(t2～t3)和(t6～t7)。 而(t2～t3)和(t6～t7)时变压器初级电流分别小于(t0～t1)和(t4～t5)时的初级电流，故滞后桥臂比超前桥臂实现ZVS开关困难，特别是轻载时最为明显。 从理论上分析，SS2实现ZVS开关时，变压器次级处于续流阶段，谐振时由谐振电感释放能量，使谐振电容电压下降到零，从而实现ZVS，此时实现ZVS条件为：电感能量必须大于所有参与谐振的电容能量。 即 Lr I p2/2(4Coss/3＋Cxfmr)U2in （36）式中：4Coss/3是考虑IGBT管输出电容非线性等效电容值，Cxfmr是变压器绕组的分布电容。 由上式可见，滞后桥臂实现ZVS主要靠谐振电感储能，轻载时能量不够大，因此滞后桥臂不易满足ZVS条件。 SS4实现ZVS开关时，变压器处于能量传递阶段。 初级电流IP=I0/n（n为变压器变比）。 所以根据ZVS条件，电感能量必须大于所有参与谐振的电容能量，应有Le(I0/n)2/2（4Coss/3＋Cxfmr)Uin2。 由于Le(I0/n)2/2相当大，故即使轻载时超前桥臂也较容易满足ZVS条件。 移相全桥PWM控制器移相全桥PWM控制技术最关键的是器件的导通相位能在0～180176。 范围内移动，若控制不好，特别是左桥臂或右桥臂的两个开关管同时导通，将导致灾难性的后果。 Unitrode公司生产的UC3875能提供0～100％占空比的控制，并且有必要的保护、译码及驱动功能，有四组驱动输出，每组的延时时间可控制，其控制电路如图4所示。 E/A＋（VREF=5V,RR9为10kΩ)，作电压给定信号[16]。 E/A－接对应的输出电压和EA＋比较，从而控制OUT A～OUT D的相位，最终控制输出电压。 C/S＋接控制信号(如初级过流信号等)，当初级过流时，C/S＋，UC3875停止输出驱动信号，从而将变换器输出关闭，防止了灾难事故的发生。 驱动信号由OUT A～OUT D输出，并经TC4420扩流，由驱动变压器去驱动S1～S4的IGBT管，其延时时间由UC3875的7脚、15脚外接电阻确定，实际的驱动信号时序如图312所示。 图312　驱动信号、变压器次级信号波形图M57962L介绍M57962L是由日本三菱电气公司为驱动IGBT而设计的厚膜集成电路(Hybrid Integrated Circuit For Driving IGBT Modules)。 是为驱动N沟道功率IGBT设计的厚膜混合集成电路。 在驱动模块内部装有2500V高隔离电压的光电耦合器，过流保护电路和过流保护输出端子，具有封闭性短路保护功能。 ，所以可对被驱动的IGBT模块实现可靠的驱动。 M57962L是一种高速驱动电路，驱动信号延时tPLH。 可以驱动600V/400V 级的IGBT模块。 M57962L工作程序:当电源接通后，首先自检，检测IGBT是否过载或短路。 若过载或短路， IGBT 的集电极电位升高，经外接二极管流入检测电路的电流增加，栅极关断电路动作，切断IGBT的栅极驱动信号，同时在“8”脚输出低电平“过载/短路。