车载逆变电源毕业设计说明书(编辑修改稿)

车载逆变电源毕业设计说明书(编辑修改稿)内容摘要：

有滤波网络，无法对我们所需要的 50Hz 的频率进行滤取，电路体积较大等，不能符合我们毕业设计的要求。 方案 3相对于 1， 2 两种方案来说，电路设计合理，在电路中采用了中间直流环节的高频变压器式逆变电源系统结构，它由高频逆变，高频变压器升压，整流滤波，高频 SPWM 逆变和输出滤波，可以满足我们设计所需要的要求，所以方案 3 是我们这次设计的最佳方案。 本次逆变电源的设计主要内容包括： 1) 直流 /直流变换电路的设计； 2) 直流 /交流变换电路的设计； 3) 直流 /直流变换控制保护电路的设计； 4) 直流 /交流变换控制保护电路的设计； 3 整体电路设计 兰州工业高等专科学校 9 逆变电源整体框图 该设计电路的整体方框图如图 31。 该电路由 12V 直流输入以及输入过压保护电路、输入欠压保护电路、电源过热保护电路、输出过压保护电路、输出过流保护电路、逆变电路 I、 320V/50KHz 整流滤波、逆变电路 II、滤波电路等组成。 逆变电路Ⅰ又包括频率产生电路、直流变换电路 (DC/DC)将 12V 直流转换成 320V直流、交流变换电路 (DC/AC)将 320V直流变换为 220V 交流。 其中输入过压、欠压保护电路、输出过压、过流保护电路、过热保护电路构成整个电路的保护电路。 一旦输入电压出现过大或者过小时，保护电路立即启动，然后停止逆变电路 I的工作。 过热保护 电路是当电路工作温度过高时，启动保护使逆变电路 I停止工作。 输出过压保护电路和输出过流保护电路与逆变电路 II 构成反馈回路，一旦电路输出异常则停止逆变电路 II 的工作。 图 31 整机原理方框图 逆变电路 I 原理如图 32 所示。 此电路的主要功能是将 12V 直流电转换为320V/50KHz 的交流电。 该部分电路主要是用一块 TL494 芯片，通过输出 50K 的脉冲来控制开关管的交替导通，进而产生 50K 的高频交流电。 此高频交流电通过开关变压器升压为 320V/50K 的高频交 流电。 逆变Ⅰ 整流滤波 12V/DC 逆 变Ⅱ 输出过流保护 输出过压保护 输 入 过 压 保护、过热保护 输入欠压保护 输 出 兰州工业高等专科学校 10 图 32 逆变 I 电路原理方框图 逆变电路 Ⅱ 的框图如图 33 所示。 此电路的主要功能是将 320V 直流电转换为 220V/50Hz 的交流电。 图 33 逆变 II 电路原理方框图 电路工作原理 :在逆变电路 II中 320V/50HZ的高压交流电经过整流桥的整流滤波整流成为 320V 的高压直流电。 该高压加在由四个场效应管结成的全桥电路两端，场效应管的导通或截止由栅极的状 态控制。 为了使逆变电源输出准正弦波，本设计采用正弦波脉冲调制（ SPWM），脉冲波的产生主要由脉冲调宽芯片 SG3525A来完成。 根据芯片 SG3525A 的使用原理，先由集成函数发生芯片 ICL8038 产生50HZ 的正弦波信号，该正弦波分两路输出。 因为 SG3525A 内部的锯齿波幅度位于 1V 至 之间，因而产生的正弦波一路经相应的处理后将其幅值调整至 1V至 3V 之间，然后输入以 SG3525A，在芯片内部通过与锯齿波比较产生高频的正弦波调宽脉冲。 锯齿波的频率由芯片外接的震荡电阻和震荡电容决定，通常设置为几十千赫兹。 而 另一路正弦波则经过处理转化为 50HZ 的方波作为基准信号，该基准信号与 SG3525A 产生的高频正弦波调宽脉冲输入与门芯片，最后将与门的输出信号输入两片场效应管专用驱动芯片 IR2110，再由 IR2110 输出高频的调宽脉冲以控制四个场效应管的交替导通，输出的电压在经过 LC 工频滤波后便可输320V/50K 整流滤波 全桥电路 LC 滤波 50Hz 正弦波 电 路 驱动芯片 IR2110 脉冲调宽芯 片 220V/50Hz 50KHz 推挽 电 路 12V/DC 推挽电路 变压器 320V/50K 兰州工业高等专科学校 11 出稳定的准正弦波供负载使用 [5]。 脉宽调制技术及其原理 PWM 控制的基本原理 在采样控制理论中有这样一个重要的结论：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上，其效果相同。 冲量即指窄脉冲的面积。 这里所说 的效果基本相同，是指环节的输出响应波形基本相同。 如果把各输出波形用傅立叶变换分析，则其低频段非常接近，仅在高频段略有差异。 如图 31 a、 b、 c所示的三个窄脉冲形状不同，其中 31 a 为矩形脉冲，图 31 b 为三角形脉冲， 31 c 为正弦半波脉冲，但他们的面积都等于 1，那么，当它们分别加在具有惯性的同一环节上时，其输出响应基本相同。 当窄脉冲变为 31 d 的单位脉冲函数  （ t）时，环节的响应即为该环节的脉冲过度函数。 图 31 形状不同而冲量相同的各种窄 脉冲 图 32 a 的电路是一个具体的例子。 图中 u(t)为电压窄脉冲，其形状和面积分别如图 31 a、 b、 c、 d 所示，为电路的输入。 该输入加在可以看成惯性环节的 RL 电路上，设其电流 i(t)为电路的输出。 图 32 b 给出了不同窄脉冲时i(t)的响应波形。 从波形可以看出，在 i(t)的上升段，脉冲形状不同时 i(t)的形状也略有不同，但其下降段则几乎完全相同。 脉冲越窄，各 i(t)波形的差异也越小。 如果周期性地施加上上述脉冲，则响应 i(t)也是周期性的。 用傅立叶级数分解后将可看出，各 i(t)在低频段特性将非常接近，仅 在高频段有所不同。 上述原理可以称为面积等效原理，它是 PWM 控制技术的重要理论基础。 现在我们来介绍下 PWM 波形和 SPWM 波形。 图 32 冲量相同的各种窄脉冲的响应波形 兰州工业高等专科学校 12 PWM 波形：如图 33 a 的正弦半波分成 N等份，就可以把正弦半波看成是由N 个劈刺相连的脉冲序列所组成的波形。 这些脉冲宽度相等，都等于  /N，但幅值不等，且脉冲顶部不是水平直线，而是曲线，各脉冲的幅值按正弦规律变化。 如果把上述脉冲序列利用相同数量的等幅而不等宽的矩形脉冲代替，使矩形脉冲的中 点和相应正弦波部分的中点重合，且使矩形脉冲和相应的正弦波部分面积相等，就得到图 33 b 所示的脉冲序列。 这就是 PWM 波形。 可以看出，各脉冲的幅值相等，而宽度是按正弦规律变化的。 根据面积等效原理， PWM 波形和正弦半波是等效的。 同样对于正弦波的负半周，也可以用同样的方法得到 PWM 波形。 SPWM 波形：脉冲宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的 PWM 波形，称为 SPWM（ Sinusoidal PWM）波形。 PWM 波形可以分为等幅 PWM 波和不等幅 PWM 波两种。 图 33 用 PWM 波代替正弦半波 .2 PWM 逆变电路 PWM 逆变电路可以分成电压型和电流型两种，但目前的实际应用的 PWM 逆变电路几乎都是电压型电路，下面我们主要分析电压型 PWM 逆变电路的控制方法。 计算法：根据 PWM 控制的基本原理，如果给出了逆变电路的正弦波输出频率、幅值和半个周期内的脉冲数， PWM 波形中各脉冲的宽度间隔就可以准确的计算出来。 按照计算结果控制电路中各开关器件的通断，就可以得到所需要的 PWM波形。 这种方法称之为计算法。 调制法：即把希望输出的波形作为调制信号，把接受调制的信号作为载波，通过信号波的调制得到所期望的 PWM 波形。 通常采用等腰 三角波和锯齿波作为载波，其中等腰三角波应用最多。 当调制信号波为正弦波时，所得到的就是 SPWM波形。 在实际中应用的主要是调制法，下面结合一些具体的电路对这种方法作进一步说明。 兰州工业高等专科学校 13 图 34 是采用 IGBT 作为开关器件的单相桥式电压型逆变电路。 设负载为阻感负载，工作时 V1 和 V2 的通断状态互补， V3 和 V4 的通断状态也互补。 具体的控制规律如下：在输出电压 0u 的正半周，让 V1 保持通态， V2 保持断态， V3 和V4 交替通断。 由于负载电流比电压滞后，因此在电压正半周，电流有一段区 间为正，一段区间为负。 在负载电流为正的区， V1 和 V4 导通时，负载电压 0u 等于支流电压 dU ； V4 关断时，负载电流通过 V1 和 VD3 续流， 0u =0。 在负载电流为负的区间，仍为 V1 和 V4 导通时，因 0i 为负，故 0i 实际上从 VD1 和 VD4 流过，仍有 0u = dU ； V4 关断， 0i 从 V3 和 VD1 续流， 0u =0。 这样， 0u 总可以得到 dU 和零两种电平。 同样，在 0u 的负半周，让 V2 保持通态， V1 保持断态， V3和 V4 交替通断，负载电压 0u 可以得到 dU 和零两种电平。 图 34 单相桥式 PWM 逆变电路 控制 V3 和 V4通断的方法如图 35 所示。 调制信号 ru 为正弦波，载波 cu 在 ru的正半周为正极性的三角波，在 ru 的负半周为负极性的三角波。 在 ru 和 cu 的交点时刻控制 IGBT 的通断。 在 ru 的正半周， V1保持通态， V2 保持断态，当 ru cu时使 V4 导通， V3 关断， 0u = dU ；当 ru cu 时使 V4关断， V3 导通， 0u =0。 在 ru 的负半周， V1 保持断态， V2保持通态，当 ru cu 时使 V3 导通， V4 关断， 0u = dU ；当 ru cu 时使 V3 关断， V4 导通， 0u =0。 这样，就得到了 SPWM 波形 0u。 图中的虚线 ofu 表示 0u 中的基波分量。 像这种在 ru 的半个周期内三角波载波只在正极性或负极性一种极性范围内变 化，所得到的 PWM 波形也只在单个极性范围变化的控制方法方式称为单极性 PWM 控制方法。 兰州工业高等专科学校 14 图 35 单极性 PWM 控制方式波形 和单极性 PWM 控制方式相对应的是双极性控制方式。 图 34 的单相桥式逆变电路在采用双极性控制方式时的波形如图 36所示。 采用双极性方式时，在 ru的半个周期内，三角形载波不再是单极性的，而是有正有负，所得到的 PWM 波也是有正有负。 在 ru 的一个周期内，输出的 PWM 波只有正负 dU 两种电平，而不象单极性控制时还有零电平。 仍然在调制信号 ru 和载波信号 cu 的交点时刻控制各开关器件的通断。 在 ru 的正负半周，对各开关器件的控制规律相同。 即当 ru cu时，给 V1 和 V4 以导通信号，给 V2 和 V3 以关断信号，这时如 0i 0，则 V V4通，如果 0i 0，则 VD1 和 VD4 通，不管哪种情况都是输出电压 0u = dU。 当 ru cu 时，给 V2 和 V3以导通信号，给 V1 和 V4 以关断信号，这时 0i 0，则 V2 和 V3通，如0i 0，则 CD2 和 VD3 通，不管哪种情况都是 0u = dU。 图 36 双极性 PWM 控制方式波形 可以看出，单相桥式电路既可采取单极性调制，也可采取双极性调制，由于对开关器件通断控制的规律不同，它们的输出波形也有较大的差别。 正弦波脉宽调制技术的实现方法 兰州工业高等专科学校 15 软件生成法 由于微机技术的发展使得用软件生成 SPWM 波形变得比较容易，因此，软件生成法也就应运而生。 软件生成法其实就是用软件来实现调制的方法，其有两种基本算法，即 自然 采样法和规则采样法。 自然采样法是以正弦波为调制波，等腰三角波为载波进行比较，在两个波形的自然交点时刻控制开关器件的通断，这就是自然采样法。 其优点是所得 SPWM波形最接近正弦波，但由于三角波与正弦波交点有任意性，脉冲中心在一个周期内不等距，从而脉宽表达式是一个超越方程，计算繁琐，难以实时控制。 规则 采样法是一种应用较广的工程实用方法，一般采用三角波作为载波。 其原理就是用三角波对正弦波进行采样得到阶梯波，再以阶梯波与三角波的交点时刻控制开关器件的通断，从而实现 SPWM 法。 当三角波只在其顶点 (或底点 )位置对正弦波进行采样时，由阶梯波与三角波的交点所确定的脉宽，在一个载波周期(即采样周期 )内的位置是对称的，这种方法称为对称规则采样。 当三角波既在其顶点又在底点时刻对正弦波进行采样时，由阶梯波与三角波的交点所确定的脉宽，在一个载波周期 (此时为采样周期的两倍 )内的位置一般并不对称，这种方法称为非对称规则采样 [7]。 规则采样法是对自然采样法的改进，其主要优点就是是计算简单，便于在线实时运算，其中非对称规则采样法因阶数多而更接近正弦。 其缺点是直流电压利用率较低，线性控制范围较小。 除上述两种方法外，还有一种方法叫做等面积法。 该方案实际上就是 SPWM法原理的直接阐释，用同样数量的等幅而不等宽的矩形脉冲序列代替正弦波，然后 计算 各脉冲的宽度和间隔，并把这些数据存于微机中，通过查表的方式生成PWM 信号控制开关器件的通断，以达到预期的目的。 由于 此方法是以 SPWM 控制的基本原理为出发点，可以准确地计算出各开关器件的通断时刻，其所得的的波形很接近正弦波，但其存。