线路传输码的性能分析毕业论文(编辑修改稿)

线路传输码的性能分析毕业论文(编辑修改稿)内容摘要：

并没有发生变化 [1]。 差分码 的特点是， 具备内在的误码检测功能， 即使接收到的码元与发送 出的码元极性 完全相反，也能 被 正确 地 判决。 二进制代码这种波形传送时， 初始码 的影响可以 被忽略 ， 尤其是 调相系统， 差分码能 有效地消除解调时 产生的 相位模糊问题。 数字基带信号 数字基带信号是数字信息的电波形表示，它的类型繁多，通常以矩形脉冲为例。 1） 单极性不归零波形 设原消息码由二进制数值 0、 1组成，这种波 形是用基带信号零电位及正电位分别与二进制数值中的的“ 0”码和“ 1”码一一对应，也就是码元的“ 1”和“ 0”表示的是脉冲的有无，生活中，这种形式的信号通常是由电传机，计算机等输出。 这种波形特点是脉冲极性单一，有直流分量，且脉冲之间无空隙（不归零），即脉冲的宽度与码元宽度相等。 这是一种最简单的传输方式，因为其较差的性能，所以适用于短距离传输。 2） 双极性不归零波形 双极性波形中，正电位和负电位分别与消息代码中的“ 1”码和“ 0”码一一对应，这种波形的脉冲之间也无空隙（不归零）。 通常消息代码“ 1”码和“ 0”码的数目各占一 半（即近似等概），所以这种波形直流分量近似为零。 这种波形优点是具有较强的抗干扰性能，广泛的应用范围。 缺点是同步分量不能直接从中提取，且当“ 1”、“ 0”码不等概时，仍有直流分量的存在。 3） 单极性归零波形（ RZ） 这种波形是指在传送“ 1”码时发送一个小于码元持续时间的归零脉冲，而在传送“ 0”码时不发送脉冲。 换句话说，信号脉冲宽度小于码元宽度。 单极性归零波形与不归零波形相比，具有可以直接提取同步信号的优点。 但单极性 RZ 波形中仍含有直流分量，且由于脉冲变窄，码元能量减小，因而在匹配接收时，输出信噪比较不归零波 形的低。 4) 双极性归零波形 双极性归零波形的构成原理和单极性归零波形一样，是用正负电平表示消息码中的“ 1” 陕西理工学院毕业设计 第 7 页，共 36 页    0nkh tTa 0skn n 码和“ 0”码，且相邻脉冲间必有零电位区域存在。 因此，一比特的信息接受完成的标志是接收端的接收波形归于零便，进而知道下一比特信息的接收。 由于数字信息的电脉冲被用数字基带信号来表示，不同形式的基带信号有不同的频谱结构，有各异的功率谱分布。 不同的码型有不同的优点，常用的码型有单或双极性码、非归零或归零码、数字双相码 (曼彻斯特码 )、密勒码、 AMI码、差分码等。 无码间串扰的基带传输特性 影响基 带传输系统性能的两个主要因素主要是码间串扰和信道噪声。 首先讨论没有信道的噪声情况下，怎样能消除码间串扰，其次再讨论无码间串扰时，信道噪声的影响如何能被减至最小。 消除码间串扰的基本思想 若想消除码间串扰，应使 （ ） 由于 是随机的，要想通过各项相互抵消使码间串扰为 0 是不行的，这就需要对 h(t)的波形提出要求。 如果相邻码元的前一个码元的波形到达后一个码元抽样判决时刻已经衰减到 0，就能满足要求，如图 所示。 但是，这样的波形不易实现，实际中的 h(t）波形有很长的“拖尾”，正是由于 每个码元的“拖尾”造成了对相邻码元的串扰，但只 要让它在 、 等后面码元抽样判决时刻上正好为 0，就能消除码间串扰，这就是消除码间串扰的基本思想 [2]。 图 码间串扰示意图 无码间串扰的条件 只要基带传输系统的冲激响应波形 h(t)仅在本码元的抽样时刻上有最大值，并在其他码元的抽样时刻上均为 0，则可消除码间串扰。 也就是说，若对 h(t)在时刻 （这里假设信道和接收滤波器所造成的延迟 ）抽样，则有 K=0 K为其他整数 （ ） 称为无码间串扰的 时域条件。 即就是，若 h(t)的抽样值除了在 t=0 时不为零外，在其他所有抽样点上均为零，就不存在码间串扰。 根据 的关系可知， h(t)是由基带系统 H(w)形成的传输波形。 如何形成无码间串扰的传输波形 h(t)，实际是要设计基带传输总特性 H(w)。 在无码间串扰时域条件的要求下，经由一系列的变换可得到无码间串扰时的基带传输特性应满足 （ ） 该条件称为奈奎斯特第一准则。 它提供了一种检验一个给定的传输系统特性 H(w) 是否产生码间串扰的方法。 基带系统的总特性凡是能满足此条件的，均能消除码间串扰。 奈奎斯特第一准则的物理意义是：将 H(w)在 w 轴上以 为间隔切开，然后分段沿 w 轴平移到 区间内，将它们进行叠加，其结果应当为一常数（不必一定是 ）。 这一过程可以归述为：一个实际的 H(w)特性若能等效成一个理想低通滤波器，就可以实现无码间串扰。 tT0santT2 0sTkt S0t0  10SkTh   HthSSTT i2Hi   STST2  SS T,T ST  10SkTh  陕西理工学院毕业设计 第 8 页，共 36 页 无码间串扰的条件的传输特性的设计 （ 1） 理想低通特性 满足奈奎斯特第一准则的 H(w)有很多种，其中一种极限情况，就是 H(w)为理想低通型，即 （ ） 冲激响应为 （ ） 可以看出， h(t)在 时有周期性零点，当 [1]发送序列的时间间隔为 时，正好利用了这些零点，只要接收端在 时间点上抽样，就能实现无码间串扰。 还可以看出，对于带宽为 的理想低通传输特性，若输入数据以 波特的 速率进行传输，则在抽样时刻上不存在码间串扰，此理想低通传输特性的带宽称为奈奎斯特带宽。 若高于 波特的码元速率传送时，将存在码间干扰。 此时，基带系统所能提供的最高频带利用率为 （ ） 这是无码间串扰条件下，基带系统所能达到的极限情况。 该系统无码间串扰的最高传输速率（ 波特 ）称为奈奎斯特速率。 虽然理想的低通传输特性达到了基带系统的极限传输速率和极限频带利用率，但这种特性在物理上无法实现。 即使可以获得相当逼近理想的特性，把它的冲激响应 h(t) 作为传输波形仍然是不合适的。 因为理想特性的冲激响应波形 h(t) 的衰减振荡幅度较大，定时稍有偏差，就会有严重的码间串扰。 所以理想低通传输特性的研究只具有理论指导意义。 （ 2） 余弦滚降特性 实际当中，不可能有绝对理想的基带传输系统，这样一来，不得不降低频带利用率，采用 H(w)在滚降段中心频率处呈奇对称称为“滚降”特性的低 通滤波器作为传输网络， 如图 所示 [1]。 常用的滚降特性是余弦滚降特性，只要滚降低通的幅频特性以点 C（ fc,1/2）呈奇对称，就必然满足奈奎斯特第一准则，从而满足无码间串扰的条件。 图 余弦滚降特性图 显然 [1]，滚降系数越大， h(t)的拖尾衰减越快，对位定时要求越低，但是会使频带利用率降低。 因此余弦滚降系统的最高频带利用率为 （ ） 基带传输系统的抗噪声性能 二进制双极性基带系统    ST0H STST   SSS TtSatTtTs inth  0kkTt S  STSkTt HzT21B S ST1 HzB2BR B Nf2ST1     HzB1 2f1 f2BR NNB   ST0H 陕西理工学院毕业设计 第 9 页，共 36 页 对于二进制双极性信号，设信源发送“ 1”码概率为 p(1)，发送“ 0”码的概率为 p(0)， 若 ，则有 ，这时二进 制双极性基带系统的总误码率为 （ ） 可见，在发送概率相等，且在最佳门限电平下，双极性基带系统的总误码率仅依赖于信号峰值A和噪声均方根植 的比值，而与采用什么样的信号 形式无关（这里的信号形式必须是能消除码间干扰的）。 且比值 越大， 就越小。 二进制单极性基带系统 对于单极性信号，当 时，则有 这时，单极性基带系统的总误码率为 （ ） 比较双极性基带系统的误码率和单极性基带系统的误码率，当比值 一定时，双极性基带系统的误码率比单极性的低，抗噪声性能好。 另外，在等概率的情况下，双极性的最佳判决门限电平为 0，与信号幅度无关，所以不随着信道的特性改变而改变，能保持最佳状态。 单极性信号的最佳判决门限为 ，易随着信道的特性改变而改变，导致误码率增大 [7]。 因。