毕业设计论文三相电压型pwm整流器的研究(编辑修改稿)

毕业设计论文三相电压型pwm整流器的研究(编辑修改稿)内容摘要：

展望做简要叙述。 河南理工大学毕业设计 6 2 三相 VSR 原理分析与建模 三相 VSR的拓扑结构 电压型 PWM 整 流器 (Voltage Source )最显著拓扑特征就是直流侧采用电容进行直流储能，从而使 VSR 直流侧呈低阻抗的电压源特性。 图 12 给出了三相半桥拓扑结构。 通常所谓的三相桥式电路即指三相半桥电路。 三相电压型 PWM 整流器也是本文进行电路建模、参数计算和控制器设计的基础。 三相电压型 PWM 整流器的拓扑结构如图 21，图中 ae 、 be 、 ce 为三相对称电源相电压； ai 、 bi 、 ci 为三相线电流； 61~VV 、 61 ~VDVD 分别是绝缘栅双极型晶体管和续流二极管； dcV 为直流电压； R、 L为滤波电抗器的电阻和电感； C为直流侧电容； LR 为负载；Li 为负载电流。 图 21 三相半桥 VSR 拓扑结构 PWM 基本原理分析 从电力电子技术发展来看，整流器是较早应用的一种 AC/DC 变换装置。 整流器的发展经历了由不控整流器 (二极管整流 )、相控整流器 (晶闸管整流 )到 PWM 整流器 (可关断功率开关 )的发展历程。 传统的相控整流器，虽应用时间较长，技术也较成熟，且被广 河南理工大学毕业设计 7 泛使用，但仍然存在以下问题 : （ 1）晶闸管换流引起网侧电压波形畸变。 （ 2）网侧谐波电流对电网产生谐波“污染”。 （ 3）深控时网侧功率因数降低。 （ 4）闭环控制时动态响应相对较慢。 虽然二极管整流器，改善了整流器网侧功率因数，但仍会 产生网侧谐波电流以“污染”电网。 另外二极管整流器的不足还在于其直流电压的不可控性。 针对上述不足， PWM整流器已对传统的相控及二极管整流器进行了全面改进。 其关键性的改进在于用全控型功率开关取代了半控型功率开关或二极管，以 PWM斩控整流取代了相控整流或不控整流。 因此， PWM 整流器可以取得以下优良性能 : （ 1）网侧电流为正弦波。 （ 2）网侧功率因数控制 (如单位功率因数控制 )。 （ 3）电能双向传输。 （ 4）较快的动态控制响应。 显然， PWM 整流器已不是一般传统意义上的 AC/DC 变换器。 由于电能的双向 传送，当 PWM 整流器从电网吸取电能时，其运行于整流工作状态。 而当 PWM 整流器向电网传输电能时，其运行于有源逆变工作状态。 所谓单位功率因数是指：当 PWM 整流器运行于整流状态时，网侧电压、电流同相 (正阻特性 )。 当 PWM 整流器运行于有源逆变状态时，其网侧电压、电流反相 (负胜特性 )。 进一步研究表明，由于 PWM 整流器其网侧电流及功率因数均可控，因而可被推广应用于有源电力滤波及无功补偿等非整流器应用场合。 图 22 PWM 整流器模型电路图 PWM 整流器实际上是一个交、直流侧可控的四象限运行的变流装置。 为便于理解，以下首先从模型电路阐述 PWM 整流器的原理。 图 22 为 PWM 整流器模型电路，可以看出 :PWM 整流器模型电路由交流回路、功率开关管桥路以及直流回路组成。 其中交流回路包括交流电动势 e 以及网侧电感 L 等。 直流回路包括负载电阻 LR 及负载电动势 Le 等。 功+L+idcidcvLRLeve 河南理工大学毕业设计 8 率开关管桥路可由电压型或电流型桥路组成。 当不计功率开关管桥路损 耗时，由交、直流侧功率平衡关系得 dcdciviv 式中 v 、 i是模型电路交流侧电压、电流。 dcv 、 dci 是模型电路直流侧电压、电流。 由上式不难理解，通过模型电路交流侧的控制，就可以控制其直流侧，反之也成立。 以下着重从模型电路交流侧入 手，分析 PWM 整流器的运行状态和控制原理。 CBD39。 0 0EIV LV A CDAB039。 0 EV IV L （ a） (b) CDABD039。 0 EVIV L ABCD39。 0 EVIV L0 (c) (d) 图 23 PWM 整流器交流侧稳态矢量关系 稳态条件下， PWM 整流器交流侧矢量关系如图 23 所示。 为简化分析，对于 PWM 整流器模型电路，只考虑基波分量而忽略 PWM 谐波分量，并且不计交流侧电阻。 这样可从图 23 分析 :当以电网电动势矢量为参考时，通过控制交流电压矢量 V即可实现 PWM 整流器的四象限运行。 若假设 I 不变，因此 LV LI 也因此不变，在这种情况下， PWM 整流器交流电压矢量 V 端点运动轨迹构成了一个以 LV 为半径的圆。 当电压矢量 V 端点位于圆轨迹 A 点时，电流矢量 I 比电动势滞后 90 度，此时PWM 整流器网侧呈现电感特性，如图 23a所示。 当电压矢量 V 端点运动至圆轨迹 B 端点时，电流矢量 I 与电动势矢量 E 平行且同向，此时 PWM 整流器网侧呈现正电阻特性，如图 23b 所示。 当电压矢量 V 端点运动至圆轨迹 C点时，电流矢量 I 比电动势矢量 E 超前90度，此时 PWM 整流器网侧呈现纯电容特性，如图 23c 所示。 当电压矢量 V 端点运动至圆轨迹 D 点时，电流矢量 I 与电动势矢量 E 平行且反向，此时 PWM 整流器网侧呈现负阻特性，如图 23d 所 示。 以上， A, B, C, D 四点是 PWM 整流器四象限运行的四个特殊工作状态点，进一步分析，可得 PWM 整流器四象限运行规律如下 : 河南理工大学毕业设计 9 (1)电压矢量 V 端点在圆轨迹 AB 上运动时， PWM 整流器运行于整流状态。 此时， PWM整流器需从电网吸收有功及感性无功功率，电能将通过 PWM 整流器由电网传输至直流负载。 值得注意的是，当 PWM 整流器运行在 B 点时，则实现单位功率因数整流控制。 而在 A点运行时， PWM 整流器则不从电网吸收感性无功功率，而只从电网吸收有 功功率 (2)当电压矢量 V 端点在圆轨迹 BC 上运动时， PWM 整流器运行于整流状态。 此时，PWM 整流器需从电网吸收有功及容性无功功率，电能将通过 PWM 整流器由电网传输至直流负载。 当 PWM 整流器运行至 C 点时， PWM 整流器将不从电网吸收有功功率，而只从电网吸收容性无功功率。 (3)当电压矢量 V 端点在圆轨迹 CD 上运动时， PWM 整流器运行于有源逆变 状态。 此时 PWM整流器向电网传输有功及容性无功功率，电能将从 PWM整流器直流侧传输至电网。 当 PWM 整流器运行至 D点时，便可实现单位功率因数有源逆变控制。 (4)当电压矢量 V 端点在圆轨迹 DA 上运动时， PWM 整流器运行于有源逆变状态。 此时， PWM 整流器向电网传输有功及感性无功功率，电能将从 PWM 整流器直流侧传输至电网。 实现四象限运行的控制方法有 : 一、 可以通过控制 PWM 整流器交流侧电压，间接控制网侧电流。 二、可以通过网侧 电流的闭环控制直接控制 PWM 整流器的网侧电流。 三相 VSR的数学模型 三相 VSR 在三相静止坐标系的数学模型 所谓三相 VSR 一般数学模型就是根据三相 VSR 拓扑结构，在三相静止坐标系 (a,b,c)中利用电路基本定律 (基尔霍夫电压、电流定律 )对 VSR 所建立的一般数学描述。 三相 VSR拓扑结构上图 21所示。 针对三相 VSR 一般数学模型的建立，通常作以下假设 : （ 1）电网电动势为三相平稳的纯正弦波电动势 (ae ,be ,ce )。 （ 2）网侧滤波电感 L 是线性的，且不考虑饱和。 （ 3）功率开关损耗以电阻 R ，表示，即实际的功率开关可由理想开关与损耗电阻 R ，串联等效表 （ 4）为描述 VSR 能量的 双向传输，三相 VSR 其直流侧负载由电阻 LR 和直流电势 Le 串联表示。 河南理工大学毕业设计 10 由上述假设得到三相电压型 PWM 整流器的主电路数学模型如图 24所示。 图中 ae 、be 、 ce 为三相对称电源相电压 (在图中用 e(t)表示 )； ai 、 bi 、 ci 为三相线电流； dcv 为直流电压； R 、 L 为滤波电抗器的电阻和电感； C 为直流侧电容； LR 为负载； Li 为负载电流。 aS 、 bS 、 cS 为整流器的开关函数。 图 24 三相整流器的主电路数学模型 根据三相 VSR 特性分析需要，三相 VSR 一般数学模型的建立可采用开关函数描述的一般数学模型，采用开关函数描述的一般数学模型是对 VSR 开关过程的精确描述，较适合于 VSR 的波形仿真。 以三相 VSR 拓扑结构为例，建立采用开关函数描述的 VSR 一般数学模型，如图 24所示，当直流电动势 Le =0 时，直流侧为纯电阻负载，此时三相 VSR 只能运行于整流模式，当 dcL ve ，三相 VSR 既可运行于整流模式，又可运行于有源逆变模式当运行于有源逆变模式时，三相 VSR 将 :所发电能向电网侧输送，有时也称这种模式为再生发电模式。 当。 当 dcL ve 时，三相 VSR 也只能运行于整流模式。 为分析方便，首先定义单极性二 值逻辑开关函数 kS 为  cbaks k ,01  （ 21） 1ks ，表示上桥臂导通，下桥臂关断； 0ks ，表示上桥臂关断，下桥臂导通。 将三相 VSR功率管损耗等值电阻 R，同交流滤波电感等值电阻 fR 合并，且令 fsR=R+R ,采用基尔霍夫电压定律建立三相 VSR a 相回路方程 河南理工大学毕业设计 11 ()aa a a N N odiL R i e v vdt     （ 22） 当 aV 导通而 aV 关断时， Sa=1，且 dcaN vv 。 当 aV 关断而 aV 导通时，开关函数 Sa=0，且 aNv =0，所以 adcaN Svv  ，式 (22)改写成 ()aa a d c a N odiL R i e v s vdt     （ 23） 同理，可得 b相 , c 相方程如下： )( Nodcbbb vveRidtdiL  （ 24） )(Nodcccc vveRidtdiL  （ 25） 考虑到三相对称系统， 0。 0  cbacba iiieee （ 26） 联立式（ 23） ~式（ 26），则  cbak kdcNo svv,3 （ 27） 在图 23 中，任何瞬间总有三个开关管导通，其开关模式有 8 种，因此，直流侧电流 dci 可描述为 ccbbaadc sisisii  （ 28） 另外，对直流侧电容正极节点处应用基尔霍夫电流定律，得 LLdcccbbaadc R evsisisidtdvC  （ 29） 联立式（ ） ~式（ ）得三相电压型 PWM 整流器在三相静止坐标系（ a,b,c)下的开关函数数学模型为： 。