交错并联式双管正激变换器及其控制电路毕业论文(编辑修改稿)

交错并联式双管正激变换器及其控制电路毕业论文(编辑修改稿)内容摘要：

都由一个功率开关管和一个二极管组成，不会有直通现象。 UiT 1D 2D 5D 7D 6C 1T 2L 1C 2RD 1D 4D 3V 1V 2V 4V 3图 交错并联式双管正激变换器功率电路图 交错 并联式双管正激式 DC/DC变换器有以下特点：第一，任何工作条件下，开关管所承受的电压不会超过输入电压。 第二，与单端正激式 DC/DC变换器相比，它无须复位电路，这有利于简化电路和变压器的设计；其功率器件可选择较低的耐压值；其功率等级也会很大。 第三，两个开关管的工作状态一致，会同时处于通态或断态，其开关管比较容易选择。 第四，本课题采用 两个并联单元以相位相差 180176。 互补方式工作的交错并联结构，该结构能将同频工作下的开 关管 输出电压频率提高一倍，减小了输出滤波电感的大小。 第五，两路并联的结构使输出电压占空比翻倍，整流侧的输出电压占空比可在 0~1之间变化，既提高了电路响应能力，又简化了驱动设计。 同时也将整流侧的峰值电压减小了一半，续流时间缩短，这有利于续流二级管的选择。 第六，该结构可以使每个并联支路流过的功率更小，从而 使热分布均匀，消除变换器的 “ 热点 ” ， 减小了功率器件的功率损耗，能充分发挥低功率、高速半导体器件的作用，进一步提高了设计整体的开关频率，缩小了变压器的体积。 综上所述， 交错 并联式双管正激电路结构不需添加其他回路就 能实现励磁能常州工学院毕业设计论文 8 量的回馈，结构简洁，损耗低。 同时，主功率管只需承受电源电压，从而选择面更广。 而并联结构缩小了输出滤波电感的体积，降低了器件的应力，从而减小了损耗。 控制电路的选择 本课题的控制电路包括 PWM 控制器电路、电压检测电路、补偿网络、过流保护以及开关管的驱动电路等部分构成。 由于课题指标对变换器的输出电压范围精度要求较高，所以采用电压反馈控制方式。 芯片采用 UC3825 电压型脉宽调制器。 输出电压反馈信号跟随基准电压变化而变化，误差信号经放大、比较后，送给 PWM 控制器，从而调节开关管驱动信号的占空比 ，实现控制输出电压的目的。 系统的控制框图如图 所示。 图 电压控制框图 本 文研究的主要内容 本文第一章 叙述 了 本课题研究的 意义，列举并比较了各种拓扑，给出了课题研究方案。 第二章 分析了功率电路的运行模态，计算了元器件的参数。 第三章 详细推导了电路数学模型，设计补偿网络。 第四章对 第三 章所建立的控制电路 ，用Matlab、 Psim 进行 闭环仿真，从仿真 结果验证设计的可行性。 最后第 五 章总结了全文。 本章小结 本章 叙述 了开关电源概 况和 本课题研究的 意义，列举并比较了各种拓扑结构，给出了课题研究方案 及其控制框图。 放大器 PWM 控制器 功率电路 电压检测电路 Vg ~ 过流保护 Ui Uo _ + 常州工学院毕业设计论文 9 第 2 章 功率电路状态分析及其参数设置 功率电路结构 及其工作原理 分析 电路结构分析 功率电路拓扑结构 如图 ， 电路采用两路并联结构，变压器起隔离和变压的作用。 V V D D2 构成一条支路， V V D D4 构成第二条支路，它们工作频率大小相等，功率管工作相位相差 180176。 因为有能量释放通路，变压器初级无须再有复位绕组，同时 D D D D4 的导通限制了两个调整管关断时所承受的电压。 输出 回路需有两个整流二极管 D D6 和一个续流二极管 D7。 电感器 L1 是滤波电感， C2 是 输出滤波电容。 CV1~CV4 分别为 V1~V4 的漏源结电容，变压器一次侧与二次则匝数比为 N=N1： N2。 功率电路工作原理分析 在进行具体的工程计算之前，先在理想状态下分析电路工作原理。 理想 假设如下： (1)变换器以工作在稳定状态 ； (2)滤波电感足够大 ，以保证在功率开关的一个周期中，其电流基本 不变； (3) 电路中所有元器件均为理想器件。 交错并联式双管正激变换器波形图如图 所示。 其中， UV1,2， UV3 ,4 分别为加在开关管 V V V V4 栅极和源极间的驱动电压， UD1,2， UD3,4 分别为加在 二极管 D D D D4 上的电压。 VV1,2， VV3,4 分别为开关管 VV V V4 两端的电压。 根据波形图，可以把电路的一个工作周期分为 6 个模态， 分别 如图~ 所示。 Ⅰ 模态 1 [t0~t1] 如图 所示，在 t0 时刻，开关管 V V2 导通，二极管 D D2 截止。 电源与变压器 T2 原边线圈接通，电流上升，向 T2 副边传送电能。 副边电路中整流二极管 D6 导通，续流二极管 D7 截止，负载两端电压上升。 与此同时，开关管 V V4 截止，二极管 D D4 导通，储存在变压器 T1 原边的电能通过 D常州工学院毕业设计论文 10 D4 形成回路回馈电源，电流减小。 在本模态时段中， D D V3 和 V4 上承受输入电压，而 D5 要承受变压器副边电压的两倍。 变压器原边 励磁 电流计算如下： 1 1 ( m a x ) 01( ) ( )iMM MUi t I t tL   (21) 202( ) ( )iM MUi t t tL (22) 其中， L1M、 L2M 分别为变压器 T T2 原边线圈的磁化电感。 I1M(max)为 L1M在 S S2 导通那一瞬间的电流值。 图 变换器工作波形图 UV1,2 VV1,2 UD3,4 VV3， 4 UD1,2 UV3,4 i1m i2m UD7 t0 t1 t2 t3 t4 t5 t6 1/2Ui Uin Uin 1/2Ui Uin 1/2Ui 1/2Ui D T 常州工学院毕业设计论文 11 C 1C 2D 3D 4D CRD 6L 1T 1T 2 图 [t0~t1] Ⅱ 模态 2 [t1~t2] 如图 所示， 本模态时段中， V V2 仍然导通，向变压器副边供电。 与模态 1 不同的是，在 t1 时刻，变压器 T1 原边励磁电流 i1m(t1)降 为 0， D D4随之截止， V V4 漏源结电容 CV CV4 开始谐振。 由于 CV CV4 的 放电作用，i1M 反向流动 ， 在此模态时段内，若 CV CV4 放电完毕， 则 V V4 两端电压降为 0， 此时 因 V V4 体二极管导通， V V4 两端电压 只能 箝位为 0。 因为V V2 的导通，使得副边回路中续流二极管 D7 不工作， D7 上的电压箝位在Ui/N， 变压器 T1 副边 电压略小于 iU /N， T1 原边电压谐振至 2ONUD。 电路 中漏源结电容 CV CV4 与 T1 原边线圈构成 LC 振荡电路 ， C 总 为 CVCV4 的等效总电容，则： 341 1 1=VVC C C总 又因为 CV3=CV4， 所以 3= 2VCC总，则： 11 + c o s ( )VV 2 rC C itt U 34 (23) 11( ) s in ( )iMrrUi t t tZ    (24) 2 1 0 122( ) ( )iiM MMUUi t t t tLL    (25) 其中， 22 2 22 1r r M SLZ L L LCLC     总总 ，。 由公式 (23)~(25)，得出在 t2 时刻： 常州工学院毕业设计论文 12 1 2 1( ) s in ( )iMrrUi t t tZ    (26) 2 2 (m a x ) 2 iM M SMUi I D TL (27) C 1C 2D CRD 6L 1T 1T 2C V 3C V 4 图 [t1~t2] Ⅲ 模态 3 [t2~t3] 如图 所示， 开关管 V V2 截止，随之 D D2 导通， V V2 被箝位在 iU ， 该支路开始续流，电能回馈电源。 变压器 T2 原边励磁电流减小。 2 2 ( m a x ) 22( ) ( )iMM MUi t I t tL   (28) 本模态持续时间为32 1()2 st t D T  ，因此在 t3 时刻： 2 2 1( ) ( 2 )2iMsMUi t D TL (29) C 1C 2D 1D 2D CRD 7L 1T 2 图 [t2~t3] 常州工学院毕业设计论文 13 在此时段， D6 截止， D7 开通，副边 iL 通过 D7 续流。 T1 的原边继续谐振，从而线圈同名端电压为正，使得 D D7 同时导通， T1 副边电压箝位于 0，因此T1 原边与 V V4 漏源结电容构成谐振电路，释放漏感储能， T2 原边磁化电流降至 0,。 此刻， V V4 上所加电压为 iU /2，并保持至下一个导通状态。 Ⅳ 模态 4 [t3~t4] 如图 所示，开关管 V V4 导通，二极管 D D4 截止。 电源与变压器 T1 原边线圈接通，励磁电流上升。 副边电路中整流二极管 D5 导通，续流二极管 D7 截止，负载两端电压上升。 与此同时，开关管 V V2 截止，二极管D D2 导通，储存在变压器 T2 原边的电能通过 D D2 形成回路回馈电源，电流减小。 变压器原边电流计算如下： 131( ) ( )iM MUi t t tL (210) 2 2 ( m a x ) 2( ) ( 3 )iMM MUi t I t tL   (211) C 1C 2D 1D 2D CRD 5L 1T 1T 2 图 [t3~t4] Ⅴ 模态 5 [t4~t5] 如图 所示，本模态时段中 i2M 重复 i1M 谐振的过程。 1 4 3 411( ) ( )iiM MMUUi t t t tLL    (212) 24( ) s in ( )iMrrUi t t tZ    (213) 常州工学院毕业设计论文 14 C 1C 2D CRD 5L 1T 1T 2C V 1C V 2 图 [t4~t5] Ⅵ 模态 6 [t5~t6] 如图 所示，开关管 V V4 截止，随之 D D4 导通， V V4 被箝位在 iU ，该支路开始续流，电能回馈电源。 变压器 T1 原边励磁电流减小。 1 1 ( m a x ) 51( ) ( )iMM MUi t I t tL   (214) C 1C 2D 3D 4D CRD 7L 1T 1 图 [t5~t6] 主电路参数设计 技术指 标 本设计应用目标为车载电源，其输入直流电压在 间波动 ， 电路等效 于 全桥整流 电路，实现输出电压为 220V 的 倍，即 264V。 则指标如下： 常州工学院毕业设计论文 15 输入直流电压 ( Vin ):12VDC(电压范围： )。 输出电压 ( VO )： 264VDC。 输出功率 (PO)： 200W。 电源效率 (η)： 大于 80%。 主功率管开关频率 ： 100kHz。 短路能力 ： 输出短路时具有电流限制能力，故障解除后能自然恢复。 保护功能 ： 具有输出过压和欠压保护、过流和短路保护、输入反极性保护以及输入欠压保护。 功率电路变压器设计 Ⅰ .变压器 铁芯的工作状态及要求 由于 功率电路变压器的励磁 电压是 单向脉冲 电压 ， 从而 铁芯的磁状态工作于局部磁滞回线上。 变压器线圈内电阻压降和 功率开关管的导通压降 先不考虑在内 ， 只分析主电路中变压器 铁芯 的内磁通变化规律， 关系式 如下 ： TON 期间： 1 CidBN S Udt  (215) TOFF 期间 (t2~t3)：1 CidBN S Udt  (216) 其 中 ， N1 为 变压器原边 线圈 匝数， Sc 为 铁芯 截面积 ， Ui 为功率电路输入电压。 如图 所示，功率开关管开通 ， 就 产生 了 励磁 电流， B 为 磁感应强度 ，其值 由剩磁 Br 开始线性增加， 直到满磁 Bm。 功率 开关 管关断 后 ， B 由 Bm 趋向Br， t4 时刻， 漏源结电容 开始谐振， 因此 励磁 电流开始反向流动， 这时， B 由 Br再 进一步减小。 当原边电压为零时， B 达到 最小 值 ， 随后 增大至剩磁 Br。 由于双管正激电路谐振现象。