宽带直流低噪声放大器设计_电子类毕业设计论文(编辑修改稿)

宽带直流低噪声放大器设计_电子类毕业设计论文(编辑修改稿)内容摘要：

此次的设计显示内容，七段数码管不能胜任显示任务，故最好选用 128*64 的液晶屏作为 本课题 的显示器。 滤波电路方案论证 方案一 ： 使用现成的滤波器芯片，如 Maxim 公司的开关电容滤波器芯片 MAX262，可以实现低通、高通、和带通滤波器。 方案二 ： 使用高频运放构建滤波电路，根据设计中要求的截止频率选用相匹配的电阻电容。 而且由于要在通频带内平坦，选用二阶的巴特沃斯低通滤波器，通过对电路Q 点的选取可以将通带内增益起伏控制 在要求的范围内。 比较方案一和方案二觉 ，方案一控制简单而且比较稳定 ，但是 本课题 要求截止频率在 10MHz， 市面上很难买到符合要求的专用滤波器，而且价格偏贵还要买相应的可调电容相匹配 ，实现较 难。 方案二虽然电路搭建好了后截止频率不变，但是 本课题 只设定了 2 个截止频率。 只要用一组 2 路继电器就可以切换，所以实现较容易，最终选定方案二。 南京师范大学电气与自动化工程学院毕业设计论文 9 第 3 章 系统的理论分析与计算 带宽增益积分析 设计 要求放大器的最大电压增益 AV≥ 60dB，即 1000 倍， 3dB 通频带 0～ 10MHz，则系统总的带宽增益积 要求为 1000 10MHz = 1GHz。 由于多级放大电路的通频带比组成它的每一级的通频带窄， 输入信号 经过 OPA642 跟随后进入系统放大， 分析带宽增益积，合理地配置各级的增益和带宽。 主要指标分配为 ： 前级 缓冲 级 ： 用 一片 OPA642 做成前级电压跟随器， 电压 增益 为 0dB， 带宽 200MHz； 中间放大级：用两片 AD603 级联，选 10～ 30dB 模式， 两片 最终 增益 20~60dB，带宽 60MHz ； 中间低通滤波器：用两片 AD818 搭建 2 阶有源滤波器，分别为 5 MHz 和 10 MHz的低通滤波器。 增益为 倍即 4dB。 末级放大级： 用一片电流型运放 OPA603 和 2 片 BUF634 组成后级功率放大， 增益为 16dB，带宽 40MHz。 这样设计的宽带放大器增益范围 约为 10~70dB，频带宽度大于 10MHz。 总体电路设计 如图 5 所示，由于 AD603 输出的电压有效值有限为 2V，所以当增益为 60 dB 时，电压增益分配为前级缓冲为 0 dB， 第一片 AD603 的增益为 20 dB， AD818 的低通滤波器的增益为 4 dB，第二片的 AD603 的增益为 20 dB，末级的功率放大增益为 16 Db， 这样 电路的总体增益为 60 dB，输出的电压有效值可以达到 10V，总体电路 框图如 图 31所示。 图 31 总体电路 框 图 输入级 OPA642 末级功率放大 OPA 603 程控电压放大器 AD603 有源滤波器 AD811 程控电压放大器 AD603 单片机控制 DA电压输出 南京师范大学电气与自动化工程学院毕业设计论文 10 通频带内增益起伏控制分析 系统通频带内的增益起伏同时受 到 滤波器和各级运算放大器的带内增益平坦度的影响。 由于各级的增益是对数相加的关系，我们对各级的增益起伏控制分别进行分析： 对于前置缓冲器，使用同相跟随器作缓冲可以使整个放大器输入阻抗提高，降低信号源的驱动要求。 选择作跟随器时增益稳定的运放，使用 OPA642 可达到 以下。 中间放大级 增益最大，增益起伏主要来自这一级。 滤波器的带内增益起伏受到滤波器 Q 点选取而变化， 巴特沃斯 滤波器通带内比较平坦，在 Q 点选 时，通带内增益起伏可以控制在 dB 以下。 若使用两片 AD603 级联，根据数据手册， 时增益起伏在 以内。 AD603 的控制电压的微小变化能够引起增益的较大起伏，需要精确控制。 使用 12 位的 TLV5618，配合最大误差为高精度 + 电压基准源MAX6161，可以使 DA 输出最大电压起伏对应的增益起伏为。 但是实际过程中两边 AD603 级联在增益过大时会产生共激震荡，造成 整个电路不稳定。 一般在两片AD603 级联会加电容隔离来消除共激震荡，但是 本课题 电路要能对直流进行放大，所以不能加电容进行隔离。 但是 如果将滤波器加在两片 AD603 中间时，可以消除这种情况。 所以最终在两片 AD603 级联时 ， 中间加滤波器能将带内增益起伏控制在。 直流 电源的 供电的稳定性也会对各级放大产生影响。 需要对直流电源输入作电容电感的∏型滤波，有效滤除 各个芯片电源电压中 低频纹波和高频分量。 末级放大级的增益大于 20dB，与中间级放大类似，也要选择通频带内平稳的电路。 根据资料使用 OPA603 的幅频响应如图 32 所示，在通频带内的最大起伏为。 图 32 OPA603 幅频响应 抑制零点漂移分析 我们设计使用了高质量的稳压直流电源和部分经过老化实验的元件，可大大减小由 此而产生的漂移。 输入级采用 OPA642，直流偏移为 500μ V，相对于输入信号有效值为 10mV 时，引入的误差约为 1%。 中间级的零点漂移也不可忽略， AD603 的电压偏移最大为 20mV，经过 60dB 放大理论上可以产生最大 20V 的输出失调电压，因此必须进行调零。 末级功率 放大使用 OPA603， 15V 供电时的最大零点漂移为 6mV，作大信号放大使用时可以忽略但是若前级为衰减，这项的影响将十分显著。 因此对 OPA603 也要进行调零。 经过处理，该方案能较好的抑制零点漂移现象。 南京师范大学电气与自动化工程学院毕业设计论文 11 系统固有噪声分析抑 根据分析 本系统的固有噪声来源主要有宽带噪声、电阻热噪声及 1/f 闪烁噪声。 首先：电阻热噪声由导体中电子的不规则运动产生。 为了避免电阻热噪声， 我们在系统中应用低噪声电阻作为反馈回路的电阻，在不影响放大器频率响应的前提下使用阻值较低的电阻作为反馈电阻，电阻热噪声可利用 en= 4kTR f 公式计算。 其次：对于宽带噪声 利用运算放大器官方手册中其电压频谱密度曲线进行计算，该计算较为繁琐，在此不详述。 最后：对于 1/f 闪烁噪声，长可将其归一化为 1Hz 噪声，利用电压频谱密度曲线给出的数据进行计算。 对于我们的设计而言，通过选择低噪声器件已能够较好的解决系统固有噪声的问题。 线性相位分析与计算 如果一个频率为ω 的正弦信号通过系统后，它的相位落后 ∆，则该信号被延迟了 ∆ /ω的时间。 由于调试时我们使用函数信号发 生器，其输出信号含有各阶谐波分量，输入信号可以分解为多个正弦信号的叠加。 在通过运算放大器之后由于客观的谐波失真存在，会出现一定的相位失真的问题。 运放 实测表明，系统中各级放大器的线性相位误差均小于 176。 ，影响相位线性度 的最重 因素是滤波网络的相频特性。 贝塞尔滤波器具有最好的线性相位特性， 但幅频特性下降 常缓慢，要达到 9MHz 时小于等于 1dB 的增益误差，需设计 8 阶无源滤波，电感值较大、网络复杂、制作困难。 综合考虑，采用较低阶数的其 他种类滤波器来使相位非线性尽 减小。 实际系统中采用 2 阶 有 源 巴特沃 滤波器， 5MHz 和 10MHz 截频的相频、幅频相应如图 33(a)和图 33(b)所示，可见通频带内相位线性度较好。 (a)5MHz 截止频率的巴特沃斯滤波器 (b)10 MHz截止频率的巴特沃斯滤波器 图 33 南京师范大学电气与自动化工程学院毕业设计论文 12 放大器稳定性分析 对于放大器的稳定性分析，我们主要考虑三个方面的问题： 由于采用三级放大器级联的方式，为了减少高频自激和消振困难，在相邻的放大器之间加入电压跟随器作隔离； 同时， 为了消除内阻引起的寄生震荡，还要在运放电源端就近接去耦电容。 系统各部分电路间阻抗匹配问题：我们的设计 使本系统各部分电路之间的输入输出阻抗匹配 ， 不仅提高了系统的稳定性，而且对本系统驱动容性负载能力的提高有很大帮助。 从电路板的布局上进行考虑：我们避免在放大器下方走电源线及地线 ， 以减小寄生电容以提高放大器的稳定性。 地线在电路板焊的尽量粗 ， 来过滤掉电路中的低频谐波和高频分量。 并且尽量减少 信号 走线长度来减小寄生效应的影响。 南京师范大学电气与自动化工程学院毕业设计论文 13 第 4 章 系统的电路 原理和 设计 前级跟随电路设计 本课题 要求正弦信号输入的有效值在 10mV 以下，并且频率达到 10MHz， 放大器的输入电阻 ≥50， 所以决定采用超宽带低噪声运放 构成电压跟随电路，经过比较选用OPA642 作为前级电压跟随的器件。 OPA642 是 一款超宽带低噪声运算放大器。 可以采用177。 5V供电，在作为增益为 1 的电压跟随器是其贷款可以达到 400 MHz 超低噪声，噪声为 Hz ，在正弦信号有效值为 10mV 时引入噪声量小于 1%，可以忽略不计。 用 OPA642 构建 前级跟随电路如图 41 所示， OPA642 闭环带宽增益积能达到400MHz，搭建成前级正向跟随器，输入电阻 50， 满足设计的要求。 但是在正负电源与地之间一定要加 去耦电容，不然电路会产生自激 振 荡。 图 41 OPA642 前级跟随电路 中间放大级和滤波电路设计 南京师范大学电气与自动化工程学院毕业设计论文 14 压控运放 AD603 原理 与电路 AD603 的简化原理框图如图 42 所示 ， 它由无源输入衰减器、增益控制界面和固定增益放大器三部分组成。 图中加在梯型网络输入端 (V INP) 的信号经衰减后 ， 由固定增益放大器输出 ， 衰减量是由加在增益控制接口的电压决定。 增益的调整与其自身电压值无关 ， 而仅与其差值 VG 有关 ， 由于控制电压 GPOS/ GNEG 端的输入电阻高达50MΩ ， 因而输入电流很小 ， 致使片内控制电路对提供增益控制电压的外电路影响减小。 以上特点很适合构成程控增益放大器。 图 42 中的 “滑动臂 ”从左到右是可以连续移动的。 图 42 AD603 内部原理图 当 VOUT 和 FDBK 两管脚的连接不同时 ， 有三种模式可供选择。 模式一：将 VOUT与 FDBK 短路，即为宽频带模式（ 90MHz 宽频带）， AD603 的增益设置为 ~+ dB。 模式二： VOUT 与 FDBK 之间外接一个电阻 REXT， FDBK 与 COMN 端之间接一个 的电容频率补偿。 根据放大器的增益关系式 ，选取合适的 REXT，可获得所需要的模式一与模式三之间的增益值。 当 REXT= 千欧时，增益范围为 1~+41dB。 模式三： VOUT 与 FDBK 之间开路， FDBK 对 COMN 连接一个 18uF 的电容用于扩展频率响应，该模式为高增益模 式，其增益范围为 +~+，带宽为 9MHz. 在以上三种模式中，增益 G（ dB）与控制电压 VG 的关系曲线如图 43 所示。 当VG 在 500mV~+500mV 范围内以 40dB/V（既 25mV/dB）进行线性增益控制，增益 G(dB)与控制电压 VG 之间的关系为： G(dB） =40VG+Goi（ i=1， 2， 3），其中 VG=VGPOSVGNEG（单位为伏特）， Goi 分别为三种不同模式的增益常量： GO1=10dB， GO2=10~30dB（由REXT 决定，当 REXT= 千欧时， GO2=20dB）， GO3=30dB。 当 VG500mV 或 VG+500mV 时，增益（ dB）与控制电压 VG 之间不满足线性关系 ， 当 VG=526mV 时， Gmin(dB)=； VG=+526mV 时， Gmax（ dB） =GF。 南京师范大学电气与自动化工程学院毕业设计论文 15 图 43 AD603 增益与控制电压曲线 根据 本课题 要求，选用 AD603 的模式一 将 VOUT 与 FDBK 短路 ，即此时 AD603的增益为 ~+ dB。 再在 2 号管脚即 GENG 上接固定电压 ， 这样通过单片机控制 DA 给 GPOS 管脚一个可变电压，电压范围在 0~1V， 从而给两个管脚的电压差 VG 范围控制在 ~+。 这样 AD603 的增益与 VG 成线性关系，方便控制。 设计电路如图 44 所示。 图 44 程控放大器 AD603 电路 控制电压产生电路 由于要产生精确地控制的电压，通过比较选用 MAX539 作为 本课题 的 DA 芯片。 MAX539 是一种采用 5V单电源供电的低功耗电压输出型 12 位串行数模转换器。 它具有接口简单、转换时间短、功耗低、体积小等特点。 MAX539 采用自校正结构 ， 其偏置电压、增益和线性度等参数在出厂前均已微调 ， 因此无需其它外接元件与外部调整。 南京师范大学电气与自动化工程学院毕业设计论文 16 MAX539 的 内部电路 图如图 45 所示。 由图可知 ， MAX539 内部采用倒置的 R 2R梯形网络和单电源的 CMOS 运算放大器将 12 位数字量转。