245ghz低噪声射频功率放大器的设计_毕业设计(编辑修改稿)

245ghz低噪声射频功率放大器的设计_毕业设计(编辑修改稿)内容摘要：

间电容增加也降低了特性频率。 带宽 为保证频带信号无失真地通过放大电路，要求其增益频率响应特性必须有与信号带宽相适应的平坦宽度。 放大电路电压增益频率响应特性为最大值下降 3dB时，对应的频率宽度为放大器的通频带，通常以 BW 表示，即带宽。 而低噪声放大器的带宽不仅是指功率增益满足平坦度 要求的频带范围，而且还要求全频带内噪声要满足要求。 带宽又分为绝对带宽和相对带宽。 绝对带宽定义如下： () HLBW Hz f f (31) 采用绝对带宽表示时，带宽 BW 的量纲为 Hz。 相对带宽常用的表示方法为百分比法。 采用相对带宽表示时，带宽是无量纲的相对值。 百分比法定义为绝对带宽占中心频率的百分数，用 RBW 表示为： 001 0 0 1 0 0HLff BWRBW ff      (32) 其中 0f 为中心频率。 通常当相对带宽小于 10%时称为窄带放大器，相对带宽大于 30%时称为宽带放大器，而相对带宽大于 100%时称为超宽带放大器，考虑到噪声系数是主要指标，但是在宽频带情况下难于获得极低噪声，所以低噪声放大器的工作频带一般不宽，较多为 20%左右 [9]。 11 噪声系数 在电路某一特定点上的信号功率与噪声功率之比，称为信号噪声比，简称信噪比，用符号 sP / nP (或 S /N )表示。 放大器噪声系数是指放大器输入端信号噪声功率比 siP / niP 与输出端信号噪声功率比 soP / noP 的比值。 噪声系数的物理含义是：信号通过放大器之后，由于放大器产生噪声，使信噪比变坏；信噪比下降的倍数就是噪声系数。 影响放大器噪声系数的因素有很多，除了选用性能优良的元器件外，电路的拓扑结构是否合理也是非常重要的。 放大器的噪声系数和信号源的阻抗有关，而与负载阻抗无关。 当一个晶体管的源端所接的信号源的阻抗等于它所要求的最佳信号源阻抗时，由该晶体管构成的放大器的噪声系数最小。 实际应用中放大器的噪声系数可以表示为 ： 2m in 2204(1 ) 1s o p tns o p tRFFZ      （ 33） minF 是当源端为最佳源阻抗时放大器的最小噪声系数， nR 是噪声阻抗， opt是放大器按最小噪声系数匹配时的最佳源反射系数。 由此可见放大器的输入匹配电路应该按照噪声最佳来进行设计，也就是根据所选晶体管的 opt 来进行设计。 设计输出匹配电路时采用共轭匹配，以获得放大器较高的功率增益和较好的输出驻波比 [6]。 图 31 多级放大电路示意图 当系统中有多级放大器相连时，其系统总噪声系数和总增益表达式为 : 2311 2 1 2 3 1 2 31 2 31 1 11nto ta lnto ta l nF F FFFG G G G G G G G GG G G G G           （ 34） 式中 totalF 表示多级放大器总的噪声系数。 1F 、 2F 和 3F 分别表第一、第二和第 输出 . . . . RF 放大 RF 放大 RF 放大 RF 放大 输入 F1 G1 F2 G2 F3 G3 Fn Gn 12 三级的噪声系数。 G G2和 G3分别表示第一、第二级和第三级放大器的功率增益。 从上式知道，越后项分母越大，所以初级噪声系数 1F 对总体噪声系数 totalF 的影响最大。 只有 1F 尽量低，前级增益 G1和 G2足够大，整机的噪声性能才能足够小 [6]。 增益 根据线型网络输入、输出端阻抗的匹配情况，有三种放大器增益：工作功率增益、转换功率增益、资用功率增益。 对于实际的低噪声放大器，功率增益通常是指信源与负载多为 50Ω标准阻抗情况下实测的增益，一般用 dB 表示。 其表达式为放大器输出功率与输入功率的比值： outinpG p （ 35） 低噪声放大器的增益要适中，太大会使下级混频器输入太大，产生失真。 但为了抑制后面各级的噪声对系统的影响，其增益又不能太小。 放大器的增益首先与管子跨导有关，跨导直接由工作点的电流决定。 其次放大器的增益还与负载有关。 低噪声放大器大都是按照噪声最佳匹配进行设计的。 噪声最佳匹配点并非最大增益点，以此增益 G 要下降。 噪声最佳匹配情况下的增益成为相关增益。 通常，相关增益比最大增益大约低 2~4dB。 所以，一般来说低噪声放大器的增益确定应与系统的整机噪声系数、接收机动态 范围等结合起来考虑。 根据经验，一般取值在 15~20dB较为合适。 增益平坦度是指功率最大增益与最小增益之差，它用来描述工作频带内功率增益的起伏 , 常用最高增益与最小增益之差，即△ G(dB)表示 [10]。 稳定性 放大器必须满足的首要条件之一是其在工作频段内的稳定性。 这一点对于射频电路是非常重要的，因为射频电路在某些工作频率和终端条件下有产生振荡的趋势。 考察电压波沿传输线的传输，可以理解这种振荡现象。 若传输线终端反射系数 Γ01，则反射电压的幅度变大（正反馈）并导致 不稳定的现象。 反之，若 Γ01，将导致反射电压波的幅度变小（负反馈）。 当放大器的输入和输出端的反射系数的模都小于 1,即 in 1, out 1 时，不管源阻抗和负载阻抗如何，网络都是稳定的，称为绝对稳定；当输入端或输出端的反射系数的模大于 1时，网络是不稳定的，称为条件稳定。 对条件稳定的放大器，其负载阻抗和源阻抗不能任意选择，而是有一定的范围，否则放大器不能稳定工作，即使负载阻抗和源阻抗属于标准 13 的阻抗，但随着温度、 湿度等环境的变化这些阻抗可能会发生变化，同时放大器的参数也会发生变化，而在设计基于有源两端口网络射频放大电路时，绝对稳定是非常有价值的。 如果有源器件满足绝对稳定条件，可以简化放大电路的设计，提高设计效率。 而且只有在绝对稳定的条件下晶体管才有可能达到最大增益，所以判断一个晶体管的射频是否绝对稳定就相对变得重要。 而一个晶体管的射频稳定条件是： 2 2 211 2212 21211 12 21222 12 2111211SSSSK S S SS S S      （ 36） 式中有： |||| 21122211 SSSS  （ 37）  为稳定性判别系数，只有当式 （ 36） 中的 3 个条件都满足时，才能保证放大器是绝对稳定的。 端口驻波比和反射损耗 低噪声放大器的输入和输出反射系数表征着输入输出信号的反射损耗，通常用输入和输出驻波比来表示，将低噪声放大器看成标准两端口网络，则输入输出驻波比如下： ||1 ||1VS W R iiinnn  (38) ||1||1VS W R o u toutout  (39) 低噪声放大器主要指标是噪声系数所以输入匹配电路是按照噪声最佳来设计的，其结果会偏离驻波比最佳的共扼匹配状态，因此驻波比不会很好。 此外，由于微 波场效应晶体或双极性晶体管，其增益特性大体上都是按每倍频程以 6 dB 规律随频率升高而下降，为了获得工作频带内平坦增益特性，在输入匹配电路和输出匹配电路都是无耗电抗性电路情况下，只能采用低频段失配的方法来压 14 低增益，以保持带内增益平坦，因此端口驻波比必然 是随着频率降低而升高。 一般情况下，为了减小放大器输入端失配所引起的端口反射对系统的影响，可用插损很小的隔离器等其他措施来解决 [11]。 15 4 射频功率 放大器设计仿真及优化 设计 指标 及设计流程 工作频带 ： ~； 带内增 益 ：大于 15dB； 噪声系数 ：小于 2dB； 输入输出驻波比：小于 ； 稳定性：绝对 稳定 ； 反向电压增益：小于 10dB，大 于 30dB； 设计的默认偏置环境是： Vce= Ic=2mA； 射频功率 放大器设计的一般流程 ： 1) 晶体管的选取； 2) 直流偏置设计； 3) 稳定性设计 ； 4) 匹配网络设计； 5) 整体优化仿真； 6) 版图设计； 选取晶体管并仿真晶体管参数 本文 选取晶体管 AT320xx，对其参数的仿真的原理图如下： 放大器的一个基本任务是将输入信号进行不失真的放大，这就要求晶体管 放大器必须设置稳定的静态工作点。 另外，静态工作点决定着放大器的各种性能，如增益、噪声系数、驻波比等。 这些性能参数常常相互矛盾、彼此制约 ， 因此，在考虑静态工作点时，通常要在各种特定指标之间作出平衡、折中 的选择。 图 41 晶体管工作点扫描的电路 16 1 2 3 40 502468210I BB = 2 . 0 0 0 E5I BB = 3 . 0 0 0 E5I BB = 4 . 0 0 0 E5I BB = 5 . 0 0 0 E5I BB = 6 . 0 0 0 E5I BB = 7 . 0 0 0 E5I BB = 8 . 0 0 0 E5I BB = 9 . 0 0 0 E5I BB = 1 . 0 0 0 E4V CE, mAR e a d o u tm1m1V C E =I C . i = 0 . 0 0 5I B B = 0 . 0 0 0 0 6 03 . 0 0 0 3 . 0 0 0 0 . 0 1 6V C ED e vi ce P o w e rC o n su m p t i o n , W a t t sV a l u e s a t b i a s p o i n t i n d i ca t e d b y m a r ke r m 1 . M o ve m a r ke r t o u p d a t e . 图 42 BJT 直流工作点扫描曲线 由图表可知，晶体管 AT320xx 的静态工作点为： VCE= ICi= IBB= 图 43 偏置电路原理图 17 图 44 偏置电路 晶体管 S 参数扫描 图 45 晶体管 S 参数扫描的电路 1 2 3 4 50 6 3 5 3 0 2 5 2 0 1 5 4 0 1 0f r e q , G H zdB(S(1,2))R e a d o u tm1m1f r e q =d B ( S ( 1 , 2 ) ) = 1 8 . 8 2 42 . 4 5 0 G H z 1 2 3 4 50 651015020f r e q , G H zdB(S(2,1))R e a d o u tm2m2f r e q =d B ( S ( 2 , 1 ) ) = 6 . 5 8 82 . 4 5 0 G H z 18 f re q (1 0 0 . 0 M H z t o 5 . 1 0 0 G H z)S(1,1)2 . 4 3 0 E 90 . 4 8 0 / 1 7 4 . 5 0 0m3m3fr e q =S ( 1 , 1 ) = 0 . 4 8 0 / 1 7 3 . 5 0 0im p e d a n ce = Z 0 * ( 0 . 3 5 2 + j0 . 0 5 0 )2 . 4 5 0 G H z f re q (1 0 0 . 0 M H z t o 5 . 1 0 0 G H z)S(2,2)R e a d o u tm4m4f r e q =S ( 2 , 2 ) = 0 . 5 4 0 / 5 7 . 5 0 0im p e d a n ce = Z 0 * ( 0 . 9 9 6 j1 . 2 8 1 )2 . 4 5 0 G H z 1 2 3 4 50。