双msp430单片机结构数字涡街流量计(编辑修改稿)

双msp430单片机结构数字涡街流量计(编辑修改稿)内容摘要：

（ 7） 其中：  10 )()(NnjwNN enxwX （ 8） 是实平稳随机序列 )(nxN 的傅立叶变换。 自 1965 年 FFT 出现后，周期图法就成为了谱估计中的一个常用的方法， XN(ω) 可以 6 借助 FFT 实现，所以也可方便地求出，这样不仅实现简单，而且具有很高的计算效率和计算精度。 本课题设计的 FFT 计算程序首 先依据快速傅立叶变换原理进行 1024 点 FFT 计算，然后将计算得到的 )(wxN 再进行功率谱 )(^ wPN 计算，在 1024 个功率谱中找出最大的一个，即功率谱的峰值。 设第 K(K=1， 2，„， 1024)个功率谱为最大值 ,那么实际涡街的真实频率为 : NKff S / （ 9） 其中： fs—— 采样频率； N—— 采样点数 (本课题选取 N＝ 1024)。 通过这样的方法就可以计算出涡街在低流速下的频率值了。 不难发现，在式（ 9）中fs/N 正是频率值的分辨率。 如果要想更加准确地计算出频率值 f就必须提高分辨率 fs/N，那么方法有两种：一种是降低采样频率，另一种是增加采样点数。 但是，采样频率的降低是有限度的，要满足 Shannon 采样定理。 采样点数增加会增大 MSP430 单片机的计算量和数据存储量，势必会影响 MSP430 单片机运算的实时性和功耗的增加。 鉴于上述情况，课题引入了一种实正弦信号的快速插值频率估计方法作为校正频率值的方法。 单频实正弦 信号的快速插值频率估计法 由于涡街流量实际信号为单频实正弦信号，根据 FFT 变换系数的实部与幅度谱具有相似的特征，当信噪比高于 5dB 时， FFT 变换后系数的实部与幅度谱具有完全相同的峰值位置，所以，只需利用 3个 FFT系数的实部来构造频率修正项，计算量低，具有精度高、测频速度快的特点。 具体算法实现如下： 设实际涡街流量信号为 x(n)＝ asin(2π n f/fs)，其中， a为信号幅度， f 为信号频率，令 X0(k)该信号点的 FFT 系数， k0=N f0/fs 为信号真实频率位置，当 f0≥ fs/N 时，根据正负幅度谱的严格对称 性，只需对其正频部分进行分析。 完成对涡街流量信号的新型幅度谱插值算法，该算法简单、快速，大大提高了频谱分析精度，具有很大的实用意义 [7]。 3 双 MSP430 单片机结构数字涡街流量计的硬件设计 整体硬件电路设计方案 从抗干扰和降低功耗两个角度考虑，本课题设计了数字涡街流量计的硬件电路，整体结构框图如图 3所示，采用了以 MSP430F149 单片机和 MSP430F1611 单片机为核心的双 CPU硬件结构。 其中， MSP430F149 单片机作为脉冲计频单片机， MSP430F1611 为 FFT 转换单片机。 仪 7 表的整体结 构可分为对压电传感器输出的涡街信号的前置放大电路、单片机计算及输出电路、电压转换电路共三大部分；实现了双通道信号采集，数据传输，数据处理，脉冲输出，电流输出等功能。 电 荷 放 大 器 低 通 滤 波 器F F T 转 换 单 片 机5 V 转 3 . 3 V 电 源芯 片施 密 特 触 发 器限 幅 器脉 冲 计 频 单 片 机压 电 式 涡 街传 感 器三 线 制 输 出电 压 转 换 电 流芯 片电 源 芯 片放 大 电 路 涡 街 信 号电 压 输 出3 . 3 V5 V1 2 V2 4 V+ 2 4 V脉 冲 输 出脉 冲 输 出 图 3 双 MSP430 单片机结构数字涡街流量计硬件电路框图 前置放大电路的设计 课题设计的双 MSP430 单片机结构数字涡街流量计选用压电式涡街传感头，即检测涡街频率信号应用应力式检测方式。 把应用膜片和压电晶体元件作为检测元件置于旋涡发生 8 C15680nFC16680nFC17C18R5 5.6M(6.5)R66.8MR76.8M2 3467U3CTLV22542 3467U3BTlV22542 3467U3ATLV2254R8300KR9 5.1KR10220C19C20W1 100KSine Signal16 390R1522KR171.3MR1422K2 3467U4CTLV2245D11N4148D21N4148C22C24CAP2C23R2110KR1839KR19300K2 3467U4BTLV2245W2 100K2 3467U4ATLV2254R235.1KR2239KAVCC3.3Pulse Signal23467U3DTLV2254R11200KR1347R12200KC2110nFAVCC3.32 3467U4DTLV2254 图 4 整体硬件电路图 9 体后，当旋涡在 旋涡发生体附近产生后，就会作用在检测元件上面产生一个交替的升力，该升力的频率与旋涡发生体发出的旋涡频率相同，这个升力加上管道噪声和流体振动噪声同时作用在检测元件上，使其产生应力变化，应力差作用于膜片上，使检测元件内的压电晶体元件的诱导电荷发生变化，将电荷变化量引出，它是微弱的含有各种噪声的电荷信号（幅值在几 mV左右），此即是压电传感头的输出信号，也是涡街前置放大电路的输入信号。 前置放大电路的任务是将检测元件提供的微弱电信号处理成有效代表涡街频率的脉冲信号，同时，由于本课题设计的数字涡街除了对上述脉冲信号直 接用单片机计频以外，还具有频谱分析的功能，故还需从前置放大电路中另抽取一路正弦信号作为频谱分析的采样信号。 课题设计的前置放大电路主要由电荷放大器，低通滤波器，限幅器和施密特触发整形器四部分构成，而具体的硬件电路则是由以运算放大器为主体的模拟电路来实现。 如图 4所示。 出于对系统的低功耗特性和输出的驱动能力两方面的考虑，课题选用了 2 片美国德州仪器（简称 TI）公司的 TLV2254 单电源、低电压、低功耗 4 运算放大器（ U1和 U2），来实现本数字涡街流量计的前置放大电路。 采用先进的 LinCMOSTM工艺制造的 4路运算 放大器TLV2254，具有满电源电压幅度输出性能，同时比现有的 CMOS 运放具有更好的输入失调电压和更低的功耗。 TLV2254 的典型特性有：①输出摆幅包括两个电源电平，即可达到满电源电压幅度；②低噪声， f=1kHZ 时，典型值为 19nV/HZ；③低输入偏置电流，典型值为 1pA；④超低的功耗，每一通道的典型值为 34μ A；⑤共模输入电压范围包含负载电源电平；⑥低输入失调电压值，在 t=25℃时最大为 850μ V；⑦供电电压范围宽泛， ～ 8V；⑧高输入阻抗和低噪声，非常适用于压电传感器之类小信号条件的高阻抗来源。 下面分电荷放大、电压参考、低通滤波、限幅、施密特触发整形五个环节分别进行详细介绍。 电荷放大器的设计 由于压电式传感器输出的电信号是很微弱的电荷信号，且传感器本身有很大内阻，故输出能量甚微，为此，必须放大传感器输出的微弱电信号，并将压电式传感器的高阻抗输出变换为低阻抗输出。 而电荷放大器实际上是一个以电容为反馈元件的具有深度负反馈的高增益运算放大器，不同于一般的电压放大器的是，其输入信号是电荷，输出信号为电压。 图 5所示即为电荷放大器电路结构 [8]。 10 Cp CtCfAQ eo 图 5 电荷放大器电路原理图 如图所示，由于压 电传感器具有很高的绝缘内阻，因此其等效电路为电荷与电容器的并联，设 Q 为传感器产生的电荷， Cp 为传感器电容， Ct 为连接电缆电容， Cf 为电荷放大器带有的深度负反馈电容，为运放的输入电压， eo 为运放的输出电压， A 为运放的放大倍数。 电荷放大器工作时，可推出： )1( ACCC AQe ftpo   （ 10） 由于电荷放大器的增益一般很高，使得 Cf（ 1+A） Cp+Ct,则有： FFo CQAC AQe  )1( （ 11） 所以，电荷放大器的输出电压与压电传感器的输出电荷成比例，放大器的灵敏度则由反馈电容 Cf 来控制。 如图 6所示，运放 U3C 部分的电路构成了电荷放大器，为了提高输入级的共模抑制能力，采用的是双端输入的差动电荷放大器，双端的电容、电阻参数完全对称（ R6=R7， C17＝ C18）。 考虑到电容负反馈对直流工作点相当于开环，使放大器的零点漂移增大，因此在C1 C18 处分别并联反馈电阻 R6和 R7来提供稳定的直流工作点，抑制放大器的零漂。 C 1 56 8 0 n FC 1 66 8 0 n FC 1 7C 1 8R55 . 6 M ( 6 . 5 )R6 6 . 8 MR76 . 8 M23467U 3 CT L V 2 2 5 4 图 6 电荷 放大器电路结构 11 电压参考电路的设计 如图 7，运放 U3D 以及电阻 R11 和 R12 构成了前置放大电路的电压参考电路 ,用于提供电荷放大器 U3C、运放 U3B、 U3A、 U4(A、 B、 C)的静态工作点。 由于压电传感器输出的交变信号类似正弦波，而所采用的运算放大器 TLV2254 是单电源 (AVCC=)供电，如果不采取措施，正弦信号的负半周将截止。 为此，增加一个运算放大器 U4D，它的同相端输入电压由电阻 R11 和 R12 分压得到， R11=R12，即同相端的电压为系统电压的一半(AVCC/2=),由于整个 电路的输入信号为两路压电传感器的差动信号，将电压参考电位定为 AVCC/2 有利于对差动信号进行充分的放大。 U4D 的输出电压反馈至反向端，输出电压则稳定在。 这样，电荷放大器的静态工作点就被抬高至 ，压电传感器输出的正弦波以 为基准，波峰可至 ,波谷可至 0V。 23467U 3 DT L V 2 2 54R 1 12 00 KR 1 347R 1 22 00 KC 2 11 0n FA V C C 3. 323467U 4 DT L V 2 2 54 图 7 基准电路原理图 低通滤波器的设计 工业现场应用中发现，影响前置放大电路正常工作的主要来自周围的电磁场干扰，可分为高频电磁辐射干扰和低频电磁干扰。 高频电磁辐射干扰大多来自空间电磁场的作用，因频率较高且与涡 街的频带（一般为几 Hz 到几千 Hz）相差较远，可以通过金属防护罩屏蔽和低通滤波的方法加以解除。 至于低频电磁干扰（ 50Hz），由于其频率处于涡街信号的频带之内，金属外壳无法防御，故消除低频电磁干扰是设计前置放大电路的关键。 为了衰减信号中不感兴趣的高频成分，减小频混的影响，在电路中加入了低通滤波器，如图 8所示。 涡街流量信号的频带很宽，并且随着频率的增大，信号的幅值近似以指数增长，低频时的信号很小，而高频时的信号很大。 为了保证流量信号在低频、高频都有高的 12 信噪比，都有很强的抗干扰能力，因此要把低通滤波器的截止频率定 在低频段，来滤除普遍存在的 50Hz 的工频干扰、流场的低频摆动噪声等低频干扰噪声，保证在小流量情况下，仍有较高的信噪比，进行正确的测量。 但是，截至频率也不能定的很小，否则会对高频信号衰减的过大，导致高频段的信噪比降低，影响测量。 因此，必须选择一个适当的截至频率；当然，不同口径和不同介质（气、液）涡街的截止频率也会不同。 由于电荷放大器的输出电压一般在几十 mV 左右，不足以推动流量检测电路，还需进一步放大；由运放 U3B、 U3A、电阻 R R可变电阻 W1 和电容 C1 C20。