低压基准电压源电路的仿真分析_毕业设计(编辑修改稿)

低压基准电压源电路的仿真分析_毕业设计(编辑修改稿)内容摘要：

F R E F D DV D D D D D D R E FV V V VS V V V V  VREFVDDR10M1 10 图 电阻与双极型器件串联组成的基准电压源 在图 中，通过题意计算得出： () () 齐纳二极管优化工作在反偏击穿区域，因为它的击穿电压相对比较稳定，因此，可 以通 由齐纳二极管构成的电压型基准源  12 D D R E FR E F G S TVVV V V R   11 ()1 ( )REFDDV DDVR E F T R E FVS V V R V VREFVDDR1D00VREFR10VDDQ1 11 过一定的反向电流来驱动产生稳定的基准源。 当齐纳二极管工作在反向偏置状态下， 图外界提供稳定的电压，则流过它的电流就是稳定的，而且随着电压的增加，电流会迅速增大。 齐纳基准源的最大好处是可以得到很宽的电压范围， 2V到 200V。 它们还具有很宽范围的功率，从几个毫瓦到几瓦。 因此这种基准的电压源必须要提供恒定的电流才能保证其稳定的工作。 具体如图。 然而对于这种由齐纳二极管组成的电压基准源，现在运用的却越来越少 ,尽管有其很多优点，比如：输入的电压范围很宽，精确度优于 1%。 但是缺点也非常的突出，如：静态电流较大（ 1 到 10mA），它适合于对功耗要求不是很严格的应用电路：其次精度低，电流只能流入，而且压差大，噪声大，输出基准电压对电流和温度的依赖性较大。 双极型三管能隙基准源 下图为双极型三管能隙基准源电路 : 图 三管能隙基准源 图中的 T1， T2， R1， R2， R3 组成的恒流源，因为 NPN管的放大系数很大，因此基 极电流Ib 可以忽略。 我们由图可以得到： （ ） R31kQb rea k NQ1V C CQb rea k NQ2R11kI10 Ad cQb rea k NQ3R21kBEBEBE VVVRI  2132 12 因此， （ ） 根据题意得基准电压的输出公式： （ ） 其中， （ ） 式中， I 是代表发射极电流， A 是有效的发射结面积， J是发射极电流密度，由上面的两个式子可以推导出： （ ） 由上式可知：利用等效热电压的 Vt 正温度系数可以和 Vbe 的负温度系数相互补偿，使得输出的基准电压温度系数接近为 0。 由文献可知： （ ） 上式中的 0gV =，是温度在 0K 时候的硅外推能隙电压。 n为常数，它的值与晶体管的制作工艺有关，对于集成电路的双极型扩散晶体管， n=~ 2； 0T 为参考温度。 假设 32RR ， 21 JJ 与温度无关，那么令 0TT 时的基准电压温度系数为 0，即0 TVREF ， 求得在参考温度 0T 附近的时候，基准电压和温度的关系。 将式（ ）代入式（ ）中，并令其 0 TVREF ， 可得： （ ） 实际上， 于是， （ ） BEVRRRIV  32222BEBEREF VRRVV  32212211lnln JJqkTAIAIqkTVEEEEBE 21322132 lnln JJVRRVJJqkTRRVV tBEBER E F TTqnk TTTVTTVTV BEgoIcBE 0000 ln)()1()(  常数21032 ln0 JJqkTRRVV R E FTTR E F ,00 gVqnkT 00 gTTREF VV  13 通过以上分析，这说明了在选定的参考温度下，只要适 当的设计 32 RR 21 JJ 即可使得在该温度下基准电压的温度系数接近为 0。 由于温度系数为 0的基准电压，其值接近材料的能隙电压， 0gV 称其为能隙基准。 假设两个管子的几何尺寸相同，晶体管的放大系数也较大，则 ，由图可知， （ ） 因此，把 2211 RIRI  代入式（ ）得 （ ） 在工艺上， Vbe 的值和电阻的值容易控制，因此在此类电源的输出基准电压可以调得较准。 双极型二管能隙基准源 以上的三管的能隙基准源输出是 0gV 整数倍的基准电压， 但是要求输出电压不是 0gV的整数倍时候，可用二管能隙基准源，下图为两管的能隙基准源电路图： 图 两管能隙基准源 其中 T T4 为 PNP 恒流源，作为 T T2 管集电极的有源负载，假设： （ ） 322111 BER E FBE VRIVVRI qkTnVRRqkTRRVV gBETTREF 0012320 ln0 Q b rea k NT1R11kQ b rea k PT4Q b rea k NT2V C CR21kQ b rea k PT3qkTnVV goREF 0pIIIIII EECCCC  212143212121 IIIIJJEE  14 由图可知， （ ） 因此， （ ） 与上述分析的三管能隙基准源相类似，令 0 TVREF 可以得到： （ ） 因此，可以通过控制发射极的有效面积比： 21 EE AA 或者 43 EE AA 及电阻之比来获得接近零温度系数的基准源。 （ ） 对于（ ）式，我们可以得到，对其控制相对容易些，而且控制精度也 较高，所以只需要一个精确的修正电阻值（用离子注入电阻改变注入量，或者用金属膜电阻，并且采用激光修正阻值的工艺）即可精确控制基准电压 REFV 的值。 例如 p取值为 1， 21 EE AA 为 10， R2为 10K， R1 为 2K，设 BEV =，则 REFV 为。 VBE的温度特性 NPN 型的双极型管子，基极与射极的电压 BEV 可以表示为： （ ） 在这个式中， TV 是热电压，即qkTVT， K是波尔兹曼常数， q为电子的电荷， Ic是集电极电流， Is 是晶体管的饱和电流，其与器件的内部结构有关，它的表达式为： （ ） A为基极与射极的结面积， in 是硅的本证载流子浓度， nD 是基区的电子扩散常数的平均有效值， BQ 是单位面积基区的总掺杂浓度。 根据爱因斯坦公式，nn DkTqu 和本证载流子与温度的关系，可以得到： 2112122212 ln)1()1()( JJqkTRRpRVRpRIIV BEEER 21122 ln)1( JJqkTRRpVVVV BERBEREF qkTnVJJqkTRRpVV gBETTR E F 00210120 ln)1(0 43432121 , EEEEEEEE LLAALLAA )ln( scTBE IIVV BniS Q DqAnI 2 15 （ ） （ ） 其中， nu 是基区的平均电子迁移率， C、 D、 n 是与温度无关的常量， 0gV 是称为材料的能隙电压。 由文献可知， （ ） 式中的 0gV =，是温度为 0K 时的硅的外推能隙电压； n为常数，它的值与晶体管的制作工艺有关，对于集成电路中的双型扩散管， n=， To为参考温度。 对温度不敏感的偏置 BEV 与热电压基准源电路有很高的输出电流温度系数。 尽管在热电压的基准电路中，温度灵敏度已经被显著的减少了，但是它的温度系数在很多的应用场合还显得不是足够的低。 因此，必须要尽可能找出实现低温度系数偏置电路的方法。 分别以 BEV 和热电压 TV 为基准的偏置电压源，它们会有相反的 FTC。 因此，输出的电流就有可能以 BEV 和 TV 的某些复合电压作为基准源。 如果选择了某种适当的复合方式，那么久可以使得输出温度系数为 0。 目前，都会进行讨论偏置源是怎么获得低温度系数的电流。 然而，在实际的应用时， 经常要低的温度系数的电压偏置或者基准电压源。 稳压器的基准电压就是一个很好的范例。 温度系数被用来在基准电压中可以补偿产生输出电流的电阻的温度系数。 为了简单起见，我们在下面有关于带隙基准源的讨论中，对象则是低温度系数的电压源。 如下图设想的带隙基准源电路： nCTu )e x p ( 032 Tgi VVDTn TTqnk TTTVTTVTV BEgIcBE 00000 ln)()1()(  常数 16 图 带隙基准源基本原理图 它的输出电压为 )(onBEV 加上 M（常数）倍的热电压 TV。 为了使 M 的值确定，则必须确定 )(onBEV 的温度系数。 通常基极电流忽略不计，那么有 （ ） 其中，饱和电流 sI 与器件的结构有关，并且满足公式 （ ） 其中， in 是硅的内部少数载流子浓度， BQ 是基极每单位面积的掺杂浓度， n 是基极平均电子迁移率， A 是发射极的面积， T 代表温度。 常数 B 和 39。 B 代表和温度无关的独立参数。 利用爱因斯 坦公式可得， nnquDKT （ ） 可以将 sI 用 n 和 2in 描述的表达式。 式（ ）中和温度有关的量满足下列关系式： （ ） V TG a n a r a。