中频逆变器主电路的设计与仿真所有专业(编辑修改稿)

中频逆变器主电路的设计与仿真所有专业(编辑修改稿)内容摘要：

并提供负载电流。 这样通过对开关管的合理控制，获得与交流电源电压同步的正弦输入电流 本科生毕业 设计（论文） 11 波形和稳定的直流输出电压。 其控制部分原理如下：主电路的输出电压 Uo和基准电压 Uref比较后，输人给电压误差放大器UEA，整流电压 Udc 检测值和 UEA的输出电压信号共同加到乘法器的输入端，乘法器的输出则作为电流反馈控制的基准信号，与开关电流检测值比较后，经电流误差放大器 CEA 加到 PWM及驱动器，以控制开关 Tr的通断，从而使输入电流 (即电感电流 )iL 的波形与整流电压 Ud的波形基本一致，使电流谐波大为减少，提高了输入端功率因数。 从 上可知， APEC控制采用电流内环、电压外环的双环反馈控制方法，电流内环负责将电流参考信号与实际检测电流信号相比较后进行 PI调节，并产生最终控制信号，与三角载波比较后得到实际 PWM信号，驱动功率开关管；电压外环负责将给定电压与实际电压进行误差放大，目标是维持输出电压稳定 [12][13]。 图 APFC常用控制方法 以 Boost功率因数校正电路拓扑为例，根据升压电感的电流工作方式，实现有源功率因数校正的方法基本上有三种： 平均电流型控制、 中频逆变器主电路的设计与仿真 12 峰值电流型控制和滞环电流型控制 [13]。 ： 乘法器的一端输入是／ K，其中为正弦电压的全波整流值，另一端输入是 PFC输出电压 Uo分压后与参考电压经过电压误差放大器的误差放大值。 乘法器的乘积作为电流基准，使输入电流平均值与输入整流电压同相位，并接近正弦波形。 检测到的电感电流与该电流基准的差由电流误差放大器放大，放大后的平均电流误差与锯齿波斜波比较后，作为开关管驱动信号。 由于电流环的高增益一带宽特性，使跟踪误差畸变小于 1％，容易实现接近于 1的功率因数。 其特点是工频电流的峰值是高频电流 的平均值，优点是它直接控制电感平均电流，也就是输入电流，平均电流控制不需要斜坡补偿。 另外， THD很小，对噪声不敏感，电感电流峰值与平均值之间误差小。 ： 它与平均电流控制的区别是没有电流误差放大器。 误差电压信号与输入电压相乘后提供的电流参考信号不是与振荡电路产生的锯齿波比较，而是与检测到的代表电感电流峰值的信号比较，比较器的输出作为开关管的驱动信号。 这种控制方法，在半个工频周期内占空比有时大于 ，有时小于 ，有可能产生次谐波振荡，因此必须在比较器的输人端增加一个斜率补偿函数来 防止次谐波振荡的出现。 ： 检测的电流是电感电流，并且控制电路中多了一个滞环逻辑控制器。 平均电流控制和峰值电流控制都是同定频率的控制方法，而电流滞环控制则采用的是变频控制。 乘法器的输出形成两个基准电流的上限和下限，其轨迹跟踪正弦的线电压波形，电感电流将会被限定在这个上下限范围内。 电流滞环宽度决定了电流纹波的大小，它可以是固定值，也可以与瞬时平均电流成正比。 这种控制方法采用变频控制容易产生变频噪声，优点是不需要斜率补偿，稳定性好，不容易因为噪 本科生毕业 设计（论文） 13 声发生不稳定振荡。 电路分析 PFC电路 是一个电压电流双闭环的控制电路，内环为电流环，控制输入电流跟随输入电压的波形变化；外环为电压环，控制输出电压的稳定。 （ a）峰值电流控制 （ b）滞环电流控制 中频逆变器主电路的设计与仿真 14 （ c）峰值电流控制 图 本设计 采用的 是固定 频率平 均电流 控制模 式 CCM （ Current Continuous Mode）硬开关 PFC控制电路。 其中 Boost 主电路工作在 CCM 模式下，通过对功率管的脉宽调制实现功率因数校正和输出电压稳定。 电流误差放大器（ CEA,Current Error Amplifier） PWM比较器 — 功率管 电流传感电阻（ RS ）构成了电流内环；电压误差放大器（ VEA,Voltage Error Amplifier） 乘法器 电流内环 输出端分压器（ R1和 R2）构成了电压外环。 乘法器的两端引入的是输入电压的前馈。 当电 路稳定工作时， Boost 输出端电阻分压器将电压误差信号送入VEA，与 Vref 相比较产生电压控制信号，同时结合前馈电压在乘法器中产生电流编程信号。 CEA前的电阻网络将实际电流信号与电流编程信号相减后输入 CEA。 其输出信号再与三角波进行比较，得到的变宽脉冲即可实现控制目的 [12][13]。 PI控制概念清晰、实现简单、鲁棒性强，是工程实践中应用最广泛的控制器。 同样，它也能用于逆变器输出波形控制。 PI 控制的原理如图 2－ 7所示，它将偏差量 e(t)的比例环节（ P）和积分环（ I）通过线性组 合构成控制量 u(t)，对被控对象进行控制。 其 本科生毕业 设计（论文） 15 中偏差量 e(t)由给定值 r(t)与实际输出量 c(t)做差构成 [21][5]。 图 控制系统原理图 在模拟控制系统中， PI 控制算法的表达式为： ])(1)([)( 0  detetu tip TK  (28) 其中： Kp 是控制器的比例系数； Ti 是控制器的积分时间； e(t)是控制偏差信号； u(t)是控制器 的输出信号。 对式（ 2－ 1）进行拉式变换可得其传递函数： sssE sUsD KKTK ipip 1]11[)( )()(  (29) 其中 TKKipi 是控制器的积分系数。 PI 控制校正环节包括比例环节和积分环节，这两项控制作用相互独立。 比例环节蕴涵了动态控制过程中“现在”的主要信息，积分环节代表了“过去”积累的信息，这两个环节配合得当，可使动态过程快速、平稳、准确 ，收到良好的效果。 这两个环节的主要特点如下： （ 1） 比例控制：可以通过加大比例系数增加系统动态响应速度，减 中频逆变器主电路的设计与仿真 16 小系统稳态响应偏差。 具有调节及时的特点，其主要缺点是存在静差。 对于扰动较大，惯性较大的系统，单纯采用比例调节器就难以兼顾动态和静态特性； （ 2） 积分控制：可以完全消除系统稳态偏差，只要系统存在偏差，积分控制项输出的控制量就会不断加大，直至偏差消除为零，积分作用停止。 但积 分控制作用会产生负相移，降低系统的稳定 性。 且积分的作用动作缓慢，而且在偏差刚出现时，调节器作用很弱，不能及时克服扰动的影响，很少被单 独使用。 在逆变器的数字控制中，经常需要有足够高的处理速度，相应的所采用的控制策略也就不能过于复杂。 PI 控制恰恰可以满足这样的要求，它能够在较短的处理时间内完成控制算法，并可以根据具体情况选择合适的控制参数，以采取合适的过渡时间消除静差、抑制偏差变化率等。 但是早期的逆变电源的 PI 控制多采用输出电压平均值反馈的 PI 控制器，以调节输出电压的有效值，这种控制方式对于逆变器的输出电压波形控制是开环的，且逆变器空载时由于 LC 低通滤波器阻尼小，容易产生振荡，因此很难获得良好的动静态性能。 随后，为了满足高性 能指标的要求，出现了采用输出电压瞬时值反馈 PI控制器，这种控制器由于采用了瞬时值反馈，在一定程度上保证了输出电压的精度，但是由于输出电压对于负载变化的响应较慢，其控制效果仍然不令人满意。 为此很多学者进行了大量的研究，并在电压单环基础上增设电流内环，利用电流内环快速、及时的抗扰性来有效抑制负载扰动的影响，它概念清晰、可靠性高并且实现简单，系统具备优异的动态特性，使得逆变电源的输出特性得到了较大的改进。 本科生毕业 设计（论文） 17 第 3章 DCAC基础知识 全桥式逆变电路应用广泛 , 国内外许 多厂家的焊机都采用此主电路结构。 全桥式电路的优点是输出功率较大 , 要求功率开关管耐压较低 , 便于选管。 在硬开关桥式电路中 , IGBT 在高压下导通 , 在大电流下关断 , 处于强迫开关过程 , 功率器件 IGBT 能否正常可靠使用起着至关重要的作用。 驱动电路的作用就是将控制电路输出的 PWM信号进行功率放大 , 满足驱动 IGBT 的要求。 其性能直接关系到 IGBT 的开关速度和功耗、整机效率和可靠性。 随着开关工作频率的提高 , 驱动电路的优化设计就更为重要 [1][3]。 硬开关全桥式电路工作过程分析 全 桥式逆变主电路由功率开关管 IGBT 和中频变压器等主要元器件组成 , 如图 31所示。 快速恢复二极管 VD1～ VD4 与 IGBT1～ IGBT4 反向并联 , 承受负载产生的反向电流以保护 IGBT。 IGBT1 和 IGBT4 为一组 , IGBT2 和 IGBT3 为一组 , 每组 IGBT 同时导通与关断 , 当激励脉冲信号轮流驱动 IGBT IGBT4 和 IGBT IGBT3 时 , 逆变主电路把直流高压转换为 20 kHz的交流电压送到中频变压器 , 经降压整流滤波输出。 全桥式逆变器的一大缺陷就是存在中频变压器偏磁问题。 正常工作情况下 , 功率开关器件在工作前半周与后半周导通脉宽相等 , 饱和压降相等 , 前后半周交替通断 , 变压器磁心中没有剩磁。 但是 , 如果 IGBT 驱动电路输出脉宽不对称或其他原因 , 就会产生正负半周不平衡问题。 此时 , 变压器内的磁心会在某半周积累剩磁 , 出现“单向偏磁”现象 , 经过几个脉冲 , 就可以使变压器单向磁通达到饱和 , 变压器失去作用 ,等效成短路状态 [1]。 这对于 IGBT 来说 , 极其危险 , 可能引发爆炸 [1][16]。 桥式电路的另一缺点是容易产生直通现象。 直通现象是指同桥臂 中频逆变器主电路的设计与仿真 18 的 IGBT 在前后半周导通区 间出现重叠 , 主电路短路 , 巨大的短路电流瞬时通过 IGBT,毁坏 IGBT。 针对上述两点不足 , 从驱动的角度出发 , 设计的驱动电路必须满足四路驱动的波形完全对称 , 严格限制最大工作脉宽 , 保证死区时间足够 [16]。 图 31. 单相全桥逆变器主回路结构图 IGBT的开关过程动态分析 IGBT 是 MOSFET 与双极晶体管的复合器件 ,其驱动与 MOSFET 驱动相似 , 是电压控制器件 , 驱动功率小。 但 IGBT 的栅极与发射极之间、栅极与集电极之间存在着结间电容 , 在它的射极回路中存在着漏电感 , 由于这些分布参数的影响 , 使得 IGBT 的驱动波形与理想驱动波形产生较大的变化 , 并产生不利于 IGBT 开通和关断的因素。 IGBT 开关等效电路如图 32a 所示。 E 是驱动信号源 , R 是驱动电路内阻 , Rg 为栅极串联电阻。 Cge、 Cgc 分别为栅极与发射极、集电极之间的寄生电容 , Le 是射极回路漏电感 , 用电感 L1 与二极管VD 并联作为负载。 IGBT 开通波形见图 32b。 t0 时刻 , IGBT 处于关。