500w_50hz_逆变电路_毕业设计论文(编辑修改稿)

500w_50hz_逆变电路_毕业设计论文(编辑修改稿)内容摘要：

HZ。 UC3524内部设有驱动脉冲电路，通过控制 PWM 比较器的输出，使集成电路处于关闭状态，无驱动脉冲输出。 UC3524 的两组驱动输出级也采用集电极、发射极开路输出的 NPN 型双极型三极管，以便用于单端或推挽电路的驱动，两路输出脉冲，每路输出最大脉宽为 45%。 驱动推挽电路时，次级电路得到两组正向脉冲分别使内部两组放大管轮流导通，其最大脉宽为 90%。 因为两组驱动输出极性相同，只是在时间轴上出现的序列不同，所以可以将两驱动输出脉宽并联，将输出最大脉宽 90%的单端驱动脉冲，用于单端变换器。 分成两路输出，振荡频率为开关频率的两倍；单端并联运用时，开关频率等于振荡频率。 电源中 UC3524 的各脚功能及外围元件作用如下： 1 脚：内部误差检测放大器 A 的差分放大器反相输入端。 可通过外部取样电压对其进行供电。 2 脚：误差放大器 A 的正相输入端，可将 16 脚输出的内部基准电压经分压作为误差检测的基准电压。 当 1 脚取样电压升高时，差分放大器输出电压降低，送至脉宽调制器 B，使输出脉冲占空比减小。 差分放大器的输洛阳理工学院毕业设计（论文） 12 出电压与输出脉冲占空比有近似的线性关系，输出电压为 时，脉冲占 图 22 UC3524 内部电路结构 空比为 45%；输出电压降为 时，脉冲占空比降为 10%；输出电压为 1V时，脉冲占空比为零，无驱动脉冲输出。 2 脚间的共模输入电压在 ～ 范围内。 3 脚：内部振荡器锯齿波输出端，如果不用显示内部波形，此引脚可以悬置不用。 5 脚：分别为开关电流限制放大器的 +、 取样输入端。 开关电流可通过外接电流取样电阻，变成与电流成正比的取样电压，输入 5 中的任意引脚，当取样电压升到 200mV 时，输出脉冲占空比降低为最大占空比的25%；取样电压升到 210mV 时，占空比变为零，驱动脉冲被关断。 5 引脚共模输入电压在 ～ +1V 范围内。 6 脚：外接定时电阻，设定 RT 的充电电流也即控制 RT 的充电时间。 7 脚：外接定时电容。 CT 的值和 RT 共同决定振荡周期： T=RT（ KΩ） CT洛阳理工学院毕业设计（论文） 13 （μ F）。 8 脚：接地端。 9 脚：误差放大器的输出端，用以接入电容与电阻组成的相位校正电路，以稳定误差放大电路的工作状态，防止高频自激。 10 脚： PWM 脉冲输出控制端，当此输入 1V 以上的高电平时，将误差放大器输出端（即 PWM 比较器 B 的输入端）电平钳位于 ，使 输出脉冲占空比为零，驱动脉冲被关断。 此高平关断特点既可用于电源 OFF/ON 人为控制，也可用于过电压保护等电路。 1 14 脚：内部两路驱动级 NPN 双极型三极管的发射极引出端。 可直接给晶闸管门极供电，来触发晶闸管的导通；若晶闸管所需导通电流太大，可接一级 NPN 型三极管构成达林顿结构，形成较大的触发电流，增强其触发能力。 1 13 脚：内部两路驱动级 NPN 双极型三极管的集电极引出端。 通过大电阻将其与外接电源相连，使其反偏，即可在射极输出脉冲电流。 15 脚：电源的输入端。 16 脚： 5V 基准电压输出端。 最大电流为 50mA，在输入电压允许范围内其误差小于 1%。 如果外设保护电路，也可组成高稳定度的 5V 电源。 UC3524 输出波形 UC3524 的内部振荡频率 7 引脚外接的 RT、 CT 决定， T=RT（ VTΩ ） CT（ μ F）。 脉冲输出引脚 1 14 引脚输出脉冲电流为晶闸管供电，此时为两路输出，每路的输出频率为振荡频率的 1/2，振荡器的波形及输出脉冲波形均为矩形波。 如图 23 所示。 驱动放大电路 当加上正栅极电压时，管子导通；当加上负栅极电压时，管子关断。 IGBT 具有和双极型电力晶体管类似的伏安特性，随着 控制电压 UGE的增加，特性曲线上移。 开关 电源中 IGBT 通过 UCZ的电平变化，使其在饱和与截止两种状态下工作。 实用驱动法 有直接驱动法和隔离驱动法， 下面 对 两种方法进行介绍。 洛阳理工学院毕业设计（论文） 14 图 23 振荡器的波形及输出脉冲波形 图 24 有正负偏压的直接驱动电路 图 25 变压器隔离驱动 洛阳理工学院毕业设计（论文） 15 图 26 光耦合隔离驱动 (1) 直接驱动法 直接驱动法有两种电路形式。 如图 24 所示，为了使 IGBT 稳定工作，一般要求双电源供电方式，即 驱动电路要求采用正、负偏压的两电源方式，输入信号经整形器整形后进入放大级，放大级采用有源负载方式以提供足够的门极电流。 为消除可能出现的振荡现象， IGBT 的栅射极间接入了 RC网络组成的阻尼滤波器。 此种驱动电路适用于小容量的 IGBT。 (2)隔离驱动法 图 25 为最简单的变压器隔离驱动电路，适用于小容量的 IGBT。 图 26为光电耦合隔离驱动电路，采用双电源供电的方式。 当 VG 使发光二极管有电流流过时，光电耦合器 HU 的三极管导通， R1 上有电流流过，场效应管T1 关断，在 VC 的作用下，经电阻 R T2 管的基 — 发射器有了偏流， T2 迅速导通，经 RG 栅极电阻， IGBT 得到正偏 而 导通。 当 VG 没有脉冲电压时，发光二极管不发光，作用过程相反， T1导通使 T3 导通，－ Vc 经栅极电阻 RG 加在 IGBT 得栅 、 射极之间，使 IGBT 迅速 关断。 本文所用的驱动放大电路是由相连组成的达林顿结构充当的。 达林顿管是一重复合三极管，他将两个三极管串联，第一个管子的发射极接第 2 个管子的基极，所以达林顿管的放大倍数是 本电路设计的驱动放大环节是由两个 图 27 驱动放大电路 NPN 型三极管 两个三极管放大倍数的乘积。 所洛阳理工学院毕业设计（论文） 16 以它 的特点是放大倍数非常高，达林顿管的作用一般是在高灵敏的放大电路中放大非常微小的信号。 其电路结构如图 27 所示。 V1 与 V V2 与V4 分别形成一对达 林顿管。 11 脚 输出的脉冲电流输入 V1 的基极，经过V1 与 V3 的放大，在 V3 的集电极上形成与射极基本相同大小的电流，由于 V3 的集电极与晶闸管的门极相连，在集电极上接一定阻值的电阻，可在门极上形成正向电压，从而使晶闸导通。 V2 与 V4 用于放大 14 脚的输出脉冲，用于触发晶闸管 VT2。 驱动放大电路由外部附加电源 VCC进行供电。 洛阳理工学院毕业设计（论文） 17 第 3 章 主电路设计 推挽式电路 推挽式电路是一种放大电路，它按功放输出级放大元件的数量，可以分为单端放大器和推挽放大器。 单端放大器的输出级由一只放大元件（或多只元件但并联成一组）完成对信号正负两个半周的放大。 单端放大机器只能采取甲类工作 状态。 推挽放大器的输出级有两个 “ 臂 ” （两组放大元件），一个 “ 臂 ” 的电流增加时，另一个 “ 臂 ” 的电流则减小，二者的状态轮流转换。 对负载而言，好 像 是一个 “ 臂 ” 在推，一个 “ 臂 ” 在拉，共同完成电流输出任务。 尽管甲类放大器可以采用推挽式 放大，但 更常见的是用推挽放大构成乙类或甲乙类放大器。 对于推挽电路，有以下优点： ① 电压输出特性很好。 由于它的两个控制开关 VT1 和 VT2 轮流交替工作，其输出电压波形非常对称，并且开关电源在整个工作周期之内都向负载提供功率输出，其输出电流瞬间响应速度很高，并且它是所有开关电源中电压利用率最高的开关电源，它在输入电压很低的情况下，仍能维持很大的功率输出，所以被广泛应用于低输入电压的 DC/AC 逆变器 ，或 者DC/DC 转换器电路中。 ② 是一个输出电压特性非常好的开关电源。 它经桥式整流或全波整流后，其输出电压的电压脉动系数 Sv和电流脉动系数 Si 都很小，因此只需要一个很小值的储能滤波电容或储能 滤波电感 ，就可以得到一个电压纹波和电流纹波都很小的输出电压。 ③ 开关电源的工作效率很高。 它的 变压器 属于双极性磁极化，磁感应变化范围是单极性磁极化的两倍多，并且变压器铁心不需要留气隙，因此，它的变压器铁心的导磁率比单极性磁极化的正激或反式开关电源变压器铁心的导磁率高很多倍；这样变压器初、次级的 线圈 匝数可比单极性磁极化洛阳理工学院毕业设计（论文） 18 变压器初、次级的线圈匝数少一倍以上，漏感以及铜损耗都比单极性磁极化变压器小很多。 图 31 推挽电路原理图 ④ 驱动电路简单。 它的两个开关器件有一个公共接地端，相对于半桥式或全桥式开关电源来说，驱动电路要简单很多，这也是一个优点。 本文设计的逆变电路也可用半桥电路或全桥电路替代，如图 31 所示。 但与推挽电路相比， 半桥式以及全桥 电路 都有一个共同缺点，就是当两个控制开关 VT1 和 VT2 处于交替转换工作状态的时候，两个开关器件会同时出现一个半导通区，即两个控制开关同时处于接通状态；这是因为开关器件在开始导通的时候，相当于对电容充电，它从截止状态到完全导通状态需要一个过渡过程；而开关器件从导通状态转换到截止状态的时候，相当于对电容放电，它从 导通状态到完全截止状态也需要一个过渡过程；当两个开关器件分别处于导通和截止的过渡期间，就会同时出现半导通状态，此时，相当于两个控制开关同时接通，会对电源电压产生短路，在两个控制开关的串联回路中将出现很大的电流，而这个电流并没有通过变压器负载。 因此，在两个控制开关 VT1 和 VT2 分别处于导通和截止的过渡期间，两个开关器件将会产生很大的功率损耗。 而 推挽 电路则 不会存在这种损耗。 洛阳理工学院毕业设计（论文） 19 因为，当控制开关 VT1 将要关断的时候，开关变压器的两个初级线圈 N1绕组和 N2绕组都会产生反电动势，而 N2 绕组产生的反电动势正好与输入电流的方 向相反；此时，即使是 VT2 开关器件处于半导通或全导通状态，在短时间内，在 VT2 组成的电路中都不会出现很大的工作电流，并且在电路中，两个控制开关也不存在直接串通的回路；因此不会像半桥式，以及全桥式开关电源那样出现两个控制开关同时串通的可能性，这也是推挽式开关电源的一个优点。 对于推挽电路，也有它的缺点： 它的两个开关器件需要很高的耐压，其耐压必须大于工作电压的两倍，因此在 高电压 交流供电设备中很少使用。 另外，直流输出电压可调整式推挽开关电源输出电压的调整范围比反激式开关电源输出电压的调整范围小很多，并且需要一个储 能滤波电感；因此不宜用于要求负载电压变化范围太大的场合，特别是负载很轻或经常开路的场合。 它的变压器有两组初级线圈，对于小功率输出是个缺点，对于大功率输出是个优点。 因为大功率变压器的线圈绕组一般都用多股线来绕制，因此两组初级线圈与用双股线绕制没有根本区别，并且两个线圈与单个线圈相比可以降低一半电流密度。 变压器的选择 变压器是隔离型变换器的主要元件之一，其性能指标的好与坏将直接影响整个电路的性能，因此，在设计变压器时应该细心设计为好。 在变压器制作中需要在确保变压器的绝缘电压的基础上尽可能的减小变 压器漏感。 变压器的结构对变压器性能的影响 变压器的最主要作用是隔离，电器隔离性能应符合电气安全规则的要求。 为了满足电器安全规则的要求，通常要在变压器的初 、 次级之间留有不低于 3mm 的绝缘边距（爬电距离），如图 32 所示的边沿空隙的方法。 边沿空隙方法（ Margin Wound） 是在骨架边沿留有绕线余留，以提供洛阳理工学院毕业设计（论文） 20 所需的绝缘边距要求。 这种方法一直得到比较普遍的应用，其主要原因是绕变压器的漆包线的绝缘强度不能满足电气安全规则的要求，特别是漆包线漆皮的针孔。 这种方 图 32 变压器的边沿空隙绕制方式的结构示意 法的最大缺点是变压器的绕线空间的浪费和变压器漏感的增加，尤其是小变压器尤为严重，如 EE16 磁芯绕线框架仅有约 8mm 的绕线宽度，如果扣除 3mm 的边沿空隙，则有效的绕线宽度仅剩下 5mm，变压器的绕线窗口的利用率大大下降，同时变压器的漏感也随之增加。 对于 50Hz 变压器，漏感增加一点似乎不会出现多大问题，但是高频开关电源变压器的漏感增加一点所付出的代价将是开关管的损耗明显增加甚至是变压器的漏感所产生的电压尖峰将开关管击穿 ， 要么就是缓冲电路的损耗增加。 怎样才能取消 变压器中的边沿空隙和初 、 次级间的绝缘。 问题的关键就是改进漆包线的质量，单层绝缘的漆包线的最主要的缺陷是针孔（当然也不可否认绝缘电压可能还不够），那么在制造漆包线时可以在漆包线上多涂几次绝缘漆，这样不仅提高了绝缘电压，最主要的是彻底的消除了漆包线的漆皮上的针孔，这就是三重绝缘的漆包线。