三相pwm逆变器的设计(编辑修改稿)

三相pwm逆变器的设计(编辑修改稿)内容摘要：

最多，其任一点水平宽度和高度成线性关系且左右对称；与任一平缓变化的调制信号波相交，在交点控制器件通断，就得宽度正比于信号波幅值的脉冲，符合 PWM 的要求。 调制信号波为正弦波时，得到的就是 SPWM 波；调制信号不是正弦波，而是其他所需波形时，也能得到等效的 PWM 波。 结合 IGBT 单相桥式电压型逆变电路对调制法进行说明： 设负载为阻感负载，工作时 V1和 V2通断互补， V3和 V4通断也互补。 控制规律： 0u 正半周， 1V 通， 2V 断， 3V 和 4V 交替通断，负载电流比电压滞后，在电压 u 正半周，电流有一段为正，一段为负，负载电流为正区间， 1V 和 4V 导通时， 0u 等于 dU ， 4V 关断时，负载电流通过 1V 和 3DV 续流， 0u =0，负载电流为负区间， 0i 为负，实际上从 1DV 和 4DV 流过，仍有 0u = dU ， 4V 断， 3V 通后， 0i 从 3V 和 1DV 续流， 0u =0， 0u 总可得到 dU 和零两种电平。 0u 负半周，让 2V 保持通， 1V 保持断， 3V 和 4V 交替通断， 0u 可得 dU 和零两种电平。 三相 PWM 逆变器设计 5 图 24 单相桥式 PWM 逆变电路 PWM 逆变电路的谐波分析 使用载波对正弦信号波调制，产生了和载波有关的谐波分量。 谐波频率和幅值是衡量PWM 逆变电路性能的重要指标之一。 分析方法： 不同信号波周期的 PWM 波 不同，无法直接以信号波周期为基准分析，以载波周期为基础，再利用贝塞尔函数推导出 PWM 波的傅里叶级数表达式，分析过程相当复杂，结论却简单而直观。 三相的分析结果 三相桥式 PWM 逆变电路采用公用载波信号时不同调制度 a 时的三相桥式 PWM 逆变电路输出线电压的频谱图如图 25。 在输出线电压中，所包含的谐波角频率为 rc  kn  式中， n=1， 3， 5， … 时， k=3(2m1)177。 1， m=1， 2， … ； 6m +1， m =0， 1， … ； n =2， 4， 6， … 时， k = 6m 1， m =1， 2， …。 和单相比较，共同点是都不含低次谐波，一个较显著的区别是载波角频率 ωc 整数倍的谐波被消去了，谐波中幅值较高的是 ωc177。 2 ωr和 2ωc177。 ωr。 三相 PWM 逆变器设计 6 图 25 三相桥式 PWM 逆变电路输出线电压频谱图 当调制信号波不是正弦波时，谐波由两部分组成 ：一部分是对信号波本身进行谐波分析所得的结果，另一部分是由于信号波对载波的调制而产生的谐波。 三相 PWM 逆变器设计 7 第三 章 双闭环系统的设计 电流内环采用比例积分调节器时的双环控制技术 在逆变器双环控制方案中，电压外环采用 PID调节器，电流内环采用 PI调节器，下文简称双环 PIDPI控制方式。 其中电流调节器 Gi的比例环节用来增加逆变器的阻尼系数，使整个系统工作稳定，并且保证有很强的鲁棒性；电流调节器的积分环节用来减少电流环稳态误差；电压外环采用 PID调节器，电压调节器的作用是使得输出电压波形瞬时跟踪给定值。 这种电流内环电 压外环双环控制的动态响应速度十分快，并且静态误差很小。 以滤波电感电流为内环被控量的电感电流内环电压外环控制并不具备很好的抑制负载扰动性能，因此可将电感电流内环改为电感电流瞬时反馈 控制和负载扰动前馈补偿相结合的控制方式，从而得到如图 示的逆变器电感电流内环电压外环 PIDPI控制系统框图。 其中， 111 1 (1 )1 i dv kTG k p k ZZ     为电压调节器， 22 11 ii kTG kp Z  为电流调节器。 图 31 带负载前馈电感电流内环电压外环控制系统框图 电压电流调节器 控制参数的设计有两种方法：一种是模拟化方法，即在模拟域下进行参数设计然后将其离散化，处理方法为：将其中的两个极点配置为一对共轭极点，另外两个极点设置在距离虚轴很远的地方。 假设该系统的期望闭环主导极点为21,2 1r r r rsj      ，闭环非主导极点为 3 rrsn ， n取 510。 将连续系统中的极点离散化，得到数字控制系统中所需要的极点。 另一种是直接数字法。 模拟化控制器设计方法只是一种近似处理，而且也不能实现只有数字控制特有的控制策略。 直接数字法在 保持系统稳定的同时可得到更宽的控制带宽，这个优点在多环系统或采样周期比较大时变得更为显著，所以数字控制器最好采取直接数字化方法设计。 实验结果 Gv Gi 1 / L 1 / Sr / L1 / S1 / C ru 1u1ioiou三相 PWM 逆变器设计 8 稳态试验波形 图 34 双环 PIDPI 控制逆变器带满载（ 50A） 输出电流电压波形（ 100V/div， 10ms/div） 动态试验波形 为了考察该逆变器的动态性能，对逆变器进行突加线性负载实验，实验波形如 图 35所示。 图 34 为 逆变器双环 PIDPI 控制系统突加 26A 负载时的 响应波形。 可以看出，突加26A 阻性负载时，电压跌落到 284V,瞬间电压跌落与电压峰值的比为 %，恢复时间为，动态性能较好。 可见该系统具有瞬态跌落小和恢复时间快的特点。 图 32 双环 PIDPI 控制逆变器空载输出电压波形 （ 100V/div， 10ms/div） 图 33 双环 PIDPI 控制逆变器带 30A 阻性负载 输出电流电压波形（ 100V/div， 10ms/div） 三相 PWM 逆变器设计 9 图 双环 PIDPI 控制逆变器突加 25A 负载响应波形 （ 100V/div， 10ms/div） 结论 实验结果表明，基于状态观测器的双环控制方法能输出高质量的正弦波，对整流性负载具有较好的抑制能力；动态调节速度较快，系统拥有较好的动态性能，控制器的设计简单易行，是较为理想的控制方法；能有效补偿各种误差影响。 各种负 载时输出电压稳态误差不超过 %，突加阻性半载时电压变化率为 %，即使带非线性负载输出电压也能保持较好的正弦度。 三相 PWM 逆变器设计 10 第四 章 由 IGBT 构成的驱动电路设计 门极驱动 IGBT 简介及分析 IGBT 简介 绝缘门极双极型晶体管（ IGBT）本质上是一个场效应晶体管，只是在漏极和漏区之间多了一个 P 型层。 根据国际电工委员会的文件建议，其各部分名称基本沿用场效应晶体管的相应命名。 IGBT 的结构剖面图如图 41 所示。 它在结构上类似于 MOSFET ，其不同点在于 IGBT 是在 N 沟道功率 MOSFET 的 N+基板（漏极）上增加了一个 P+ 基板（ IGBT 的集电极），形成 PN 结 j1 ，并由此引出漏极、栅极和源极则完全与MOSFET 相似。 图 41 IGBT 结构剖面图 由图可以看出， IGBT 相当于一个由 MOSFET 驱动的厚基区 GTR ， 图中Rdr 是厚基区 GTR 的扩展电阻。 IGBT 是以 GTR 为主导件、 MOSFET 为驱动件的复合结构。 三相 PWM 逆变器设计 11 IGBT 的动态特性分析 图 41IGBT 的动态图 与 MOSFET 的相似，因为开通过 程中 IGBT 在大部 分时间作为 MOSFET 运行uCE 的下降过程分为 tfv1 和 tfv2 两段。 tfv1——IGBT 中 MOSFET 单独工作的电压下降过程； tfv2——MOSFET 和 PNP 晶体管同时工作的电压下降过程。 电流下降时间又可分为 tfi1 和 tfi2 两段。 tfi1——IGBT 内部的 MOSFET 的关断过程， iC 下降较快； tfi2——IGBT 内部的 PNP 晶体管的关断过程， iC 下降较慢 IGBT 中双极型 PNP 晶体管的存在，虽然带来了电导调制效应的好处，但也引入了少子储存现象，因而 IGBT 的开关速度低于电力 MOSFET。 IGBT 的特性和参数特点 IGBT 开关速度快，开关损耗小，开关损耗只有 GTR 的 1/10，与电力 MOSFET相当 ,无二次击穿现象。 在相同电压和电流定额的情况下， IGBT 的安全工作区比 GTR 大，而且具有耐脉冲电流冲击的能力。 IGBT 的通态压降比 VDMOSFET 低，特别是在电流较大的区域； 与电力 MOSFET 和 GTR 相比， IGBT 的耐压和通流能力还可以进一步提高，同时可以保持开关频率高。 输入阻抗高，输入特性与 MOSFET 类似。 由 于三相桥式电压型逆变电路中采用的 IJBT 管，它在使用的时候需要驱动电ttt10%90%10%90%UCEIC0O0UGEUG E MICMUC E Mtfv 1tfv 2to fftontfi 1tfi 2td (o ff)tftd (o n )trUC E (o n )UG E MUG E MICMICM三相 PWM 逆变器设计 12 路，才能使 IGBT 管子正常地开通和关断。 IGBT 的驱动电路必须具备 2 个功能：一是实现控制电路与被驱动 IGBT 栅极的电隔离； 二是提供合适的栅极驱动脉冲。 实现电隔离可采用脉冲变压器、微分变压器及光电耦合器。 根据设计要求，。