三相电压型pwm整流器及其控制的设计_毕业论文(编辑修改稿)

三相电压型pwm整流器及其控制的设计_毕业论文(编辑修改稿)内容摘要：

的主要优点是：可以使系统的阶次降低，并且使系统在分析与处理中变的容易。 由于变换前后总功率一定需要保持不变，将三相静止坐标系下的模型变成两相静止坐标系下模型的变换矩阵为 xx = 3223 23 021 21 1cbaxxx =C3s/2scbaxxx （ 211） 那么同理，从两相静止坐标系下的数学模型到三相静止坐标系下的数学模型 sU rU  Ls I Rs I I i s 的变换矩阵为 cbaxxx =3223 21 23 210 1 xx = C2s/3s xx （ 212） 式中 C3s/2s 和 C2s/3s 互为 单位可 逆矩阵，即 C3s/2sC2s/3s=I(I 为单位矩阵 )。 利用式 (211)和式 (212)的模型，将 三相两相 之间进行 转 换，可得 tiLtiLddddss=C3s/2sAC2s/3s ii C3s/2sB1C2s/3s rruu +C3s/2sB2C2s/3s ssuu （ 213） 式中 A=sss 0 00 00 0 RRR ， B1= B2=1 0 00 1 00 0 1。 将 A， B1， B2代入式 (213)中，可得 到三相电压型 PWM 整理器交流侧在两相αβ静止坐标系下 数学模型 状态方程 ： tiLtiLddddss= ss 0 0 RR ii  1 0 0 1 rruu +  1 0 0 1 ssuu （ 214） 下面推导 三相电压型 PWM 整流器在 dq 轴 同步旋转坐标系下的数学模型。 假设 dq 坐标的 d 轴在初始时刻 ，是 和 αβ 坐标的 α轴重合 的 ，则静止坐标系与 同步旋转坐标系之间的变换关系如下 qdxx =  tt tt   c os sin sin c os xxα =C2s/2r xx （ 215） βxx =  tc os sin sin c os  t tt qdxx = C2r/2s qdxx （ 216） 在式 (215)和 (216)中， C2s/2r 和 C2r/2s 为 Park 旋转变换 可逆 矩阵， C2s/2r 是C2r/2s 的 逆矩阵， 得 C2s/2rC2r/2s=I。 11 图 26 αβ dp坐标系的变 换关系 图 26中 αβ和 dq坐标系的变换关系，其中 φ= t，由上述变换关系可得两种坐标系下的输入电流之间的关系为 qdii =  tt tt   c os sin sin c os ii = C2s/2r ii （ 217） 对式 (217)两边进行求导，得： tdd qdii = tdd   iiC s/2r2 = C2s/2r tdd ii + tCdd 2s/2r ii =C2s/2r tdd ii +  0 0   C2s/2r ii (218) 将式 (218)两边同时乘以 Ls，可得 三相电压型 PWM 整理器交流侧 电压和电流以及功率 在 dq 同步 坐标系 中 的状态方程 为 tiLtiLddddqsds= ssss RL LR  qdii  1 0 0 1 rqrduu +  1 0 0 1 sqsduu （ 219） 从式 (214)和式 (219)可以看出 ， αβ变换和 dq 变换将 两 相 交流 变量变换成两相 直流变 量， 这样可以 大大 地 简化控制系统的分析 与 设计。 但在 两相 静止坐 标系 下的数学模型的状态方程是 解 耦 的 ， 经过 dq 变换后会 相互存在着功率或电流的耦 合，怎样把 dq 坐标系 中 的变量 进行 解 耦才 是后面要解决的 重大 问题。 PWM整流器 高频通用数学模型 PWM 整理器的 低频模型 ， 适合 应用于 系统的分析 与 设计，但不能 有效的 反 β d α q 映整流器的 运行在 高 开关频率的 工作机理。 本 小 节 在每相 开关函数的定义 的基础上 ，建立了 三相电压型 PWM 整流器的高频 通用的 数学模型。 高 开关频率通用数学 模型能真实地反映 电压型 PWM 整流器的高 开关频率的运行 机理，是 三相电压型 PWM 整流器 真正意义上 的精确数学模型。 RsRsRsSbSaScS a ’Sb’ Sc’R0iaibicC 1C 2abcOLsLsLsABCG+++Ud c 图 27 三相 电压型 PWM整流器开关模型简图 三相 电压型 PWM 整流器的 高 开关 频率 模型 ，可以简化为 图如图 25示，假设O为电网 电压的理想 中点， G 为电容 的理想 中点， C1=C2， ucl=uC2=。 开关 Sa、 Sb、 Sc函数的定义如下 Sa= 下桥臂通上桥臂通a 0 a 1 （ 220） Sb= 下桥臂通上桥臂通b 0 b 1 （ 221） Sc= 下桥臂通上桥臂通c 0 c 1 （ 222） 那么三相电压型 PWM 整流器交流侧输入电压为 )12(2)1S2(2)12(2cdcCGbdcBGadcAGSuUuUSuU (223) 根据图 25所示 ，由基尔霍夫电压定律 (KVL)可得方程组 13 GOCGcscsscGOBGbsbssbGOAGasassaddddddUUtiLiRUUUtiLiRUUUtiLiRU （ 224） 对 于 三相 电压型 PWM 整流器 来说 ，三相电流 ia、 ib、 ic的关系 可以表示 为 ia+ib+ic=0 （ 225） 将 方程式 (223)代入 方程 式 (224)中，联立 方程组 (224)与 式 (225)，可求得电容中点电压 为 UGO=31 udc(Sa+Sb+Sc)+21 udc+31 (usa+usb+usc) （ 226） 在图 25中， 同理可得电流方程 iaSa+ibSb+icSc=C tudddc +0dcRu （ 227） 综合式 (224)~(227)求得三相 电压型的 PWM 整流器高频 通用 数学模型，整如式 (228)所示 scsbsadccbaocbacbbcscbabscbaasdccsbsas0 0 0 32 31 3131 32 31 31 31 321 31 0 0 31 0 0 31 0 0 dddddddduuuuiiiRSSSSSSSRSSSSRSSSSRtuCtiLtiLtiL）（）（）（（ 228） 假设三相 电网电压 是 对称 的 ，即 有方程成立 ua+ub+uc=0。 式 (226)中的电容中点电压简化为 方程 UGO=31 (udcSa+Sb+Sc)+21 udc (229) 把 方程 (229)代入 方程 (228)中，则三相 电压型的 PWM 整流器的高频 通用 数学模型可 简化为 scsbsadccbaocbacbbcscbabscbaasdccsbsas0 0 01 0 0。