基于uc3524的开关电源设计_毕业设计论文(编辑修改稿)

基于uc3524的开关电源设计_毕业设计论文(编辑修改稿)内容摘要：

明显低于快恢复二极管。 其开关损耗和正向导通损耗都比快速二极管还要小，故效率较高。 肖特基二极管当反向耐压提高时其正向压降也会高，因此多用于低压条件下。 电力场效应管 电力场效应晶体管简称电力 MOSFET，其特点是用栅极电压来控制漏极电流，驱动电路简单，需要的驱动功率小，开关速度快，工作频率高，热稳定性好。 但由于该管的电流容量小，耐压低，因此它一般用于功率不超过 10 kW 的电源电子装置。 电力 MOSFET 的种类按导电沟道可分为 P 沟道和 N 沟道，图 18(a)所示为 N 沟道电力 MOSFET 的结构，图 (b)为电力 MOSFET 的电气图形符号。 电力 MOSFET 的工作原理是：在截止状态，漏、源极间加正电源，栅、源极间电压为零， P 基区与 N 漂移区之间形成的 PN 结反偏，漏、源极之间无电流流过；在导通状态，即当 UGS 大于开启电压或阈值电压 UT 时，栅极下 P 区表面的电子浓度将超过空穴浓度，使 P 型半导体反型成 N 型而成为反型层，该反型层形成 N 沟道而使 PN 结消失，漏极和源极 导电。 MOSFET 开关 时间在 10～ 100ns 之间，工作频率可达 100kHz 以上，是电力电子器件中最高的。 由于是场控器件，静态时几乎不需输入电流。 但在开关过程中需对输入电容充放电，仍需一定的驱动功率。 开关频率越高，所需要的驱动功率越大。 洛阳理工学院毕业设计（论文） 10 （ a）内部结构断面示意图 (b)电气图形符号图 图 18 电力 MOSFET 的结构和电气图形符号 因为电力 MOSFET 开关频率可达到 100 kHz，采用专用驱动芯片最为理想。 IR20 IR221系列均可工作在 100 kHz 以上。 同类型的高压板桥驱动 IC 有很完善的保护机制，可以很好地应用于半桥、全桥、三相全桥等拓扑结构。 绝缘栅双极晶体管 IGBT 为三端器件，分别为栅极 G、集电极 C 和发射极 E，如图 19 所示。 IGBT 的驱动原理与电力 MOSFET 基本相同，是场控器件，通断由栅、射极电压 UGE 决定。 导通状态： UGE 大于开启电压， MOSFET 内形成沟道，为晶体管提供基极电流， IGBT 导通；关断状态：栅、射极间施加反压或不加信号， MOSFET 内的沟道消失，晶体管的基极电流被切断， IGBT关断。 (a)内部结构断面示意图 (b)电气图形符号 图 19 IGBT 的结构和电气图形符号 IGBT 有如下特性 (1) 开关速度高，开关损耗小。 洛阳理工学院毕业设计（论文） 11 (2) 相同电压和电流时，安全工作区大，且具有耐脉冲电流冲击的能力。 (3) 通态压降比 MOSFET 低，特别是在电流较大的区域。 (4) 输入阻抗高，输入特性与 MOSFET 类似。 (5) 与 MOSFET 和 GTR 相比，耐压和通流能力进一步提高，同时保持开关频率高的特点。 [5] 缓冲电 路 缓冲电路也叫吸收电路，其作用就是抑制 电子元 器件的内部过电流和di /dt、过电压和 du /dt，减小器件的开关损耗。 （ 1） 开通缓冲电路，也称 di /dt 抑制电路，其作用是 抑制 di /dt、 抑制器件开通时的电流过冲，减小器件的开通损耗。 （ 2） 关断缓冲电路，也称 du /dt 抑制电路，其作用是抑制 du /dt、吸收电子元器件的换相过电压和关断过电压、减小器件的关断损耗。 将开通缓冲电路和关断缓冲电路结合在一起就可形成复合缓冲电路，如图 110 所示。 图 110 缓冲电路 电容 C2 和电阻 R2 的取值可参考工程手册或通过实验确定， VD2 必须选用快恢复二极管，二极管的额定电流必须于主电路元器件的 1/10，选用内部电感小的吸收电容，尽量减小线路电感，在一些中小容量场合可只在洛阳理工学院毕业设计（论文） 12 直流侧设一个 du/dt 抑制电路，对 IGBT 甚至可以仅并联一个吸收电容。 在实用中晶闸管一般没有关断过电压只承受换相过电压，关断时也没有较大的 du/dt，一般采用 RC 吸收电路即可解决。 洛阳理工学院毕业设计（论文） 13 第 2 章 开关电源的变换电路 由开关电源结构可知，开关稳压器无论何种形式 (自激或它激 ),实际上都是由开关电路和稳压控制电路两大系统组成。 常见的电源变换电路可以分为单端和双端电路两大类。 单端电路包括正激和反激两类；双端电路包括全桥、半桥和推挽三类。 每一类电路都可能有多种不同的拓扑形式或控制方法。 单端开关电路受开关器件做大动作电流的限制以及变换电路的影响，其输出功率一般在 200W 左右。 若需要大功率电源，必须采用新的电路结构。 推挽式、半桥式、桥式开关电路可以输出大功率，成为开关电源的主要电路形式。 基本变换电 路 推挽式、半桥式、桥式等变换电路由于其特殊结构，可以输出大功率，是目前开关电源的基础电路形式。 本节对基础变换原理及结构分析，介绍其电路主要参数的计算方法。 自激型推挽电路 如图 21 所示为推挽式开关电路的示意图。 图 21 推挽式开关电路 脉冲变压器 TC 初、次级都有两组对称的绕组，其相位关系如图所示，开关管用开关 S 代替。 如果使 S S2 交替导通，通过变压器将能量传到次级电路，使 V V2 轮流导通，向负载提供能量。 由于 S S2 导通时脉冲变压器 TC 电流 方向不同，形成的磁通方向相反，因此 推挽电路 提高了磁芯 的利用率。 在四个象限内 ， 磁 芯 的磁化曲线都被利用，在输出功率 一定时，磁 芯 的有效截面积可以小于同功率的单端开关电路。 此 外当驱动脉冲洛阳理工学院毕业设计（论文） 14 频率恒定时，纹波率也相对较小。 推挽式开关电路中，能量转换由两管交替控制，当输出相同功率时，电流仅是单端开关电源管的一半，因此开关损耗随之减小，效率提高。 如果用同规格的开关管组成单端变换电路，输出最大功率为 150W。 若使用 2只同规格开关管组成推挽电路，输出功率可以达到 400～ 500W。 所以输出功率 200W 以上的开关电源均宜采用推挽电 路。 当滤波电感 L 电流连续时，输出电压表达式为： TtNNUU oni 2120  （ 21） 式中： N N2 分别为变压器 N1 绕组和 N2 绕组的匝数； ton 为导通时间； T为 VT 的关断时间。 图 21 所示的对称推挽电路也有其 不足 之处： 开关管承受反压较高。 当开关管截止时，电源电压和脉冲变压器初级二分之一的感应电压相串联，加到开关管集电极和发射极，因而要求开关管 VECO＞ 2VCC。 推挽电路相当于单端开关 电路的对称组合，只有当开关管特性、脉冲变压器初、次级绕组均完全对称，脉冲变压器磁心的磁化曲线在直角坐标第 Ⅰ 、 Ⅱ 象限内所包括的面积，才和第 Ⅲ 、 Ⅳ 象限曲线内面积相等，正负磁通相抵消。 否则磁感应强度 +B 和 B 的差值形成剩余磁通量，使一个开关管磁化电流增大，同时次级 V V2 加到负载上的输出电压也不相等，从而增大纹波，推挽电路的优势尽失。 因此，这种推挽电路目前仅用于自激或它激式低压输入的稳压变换器中。 因为低压供电， N N2 匝数少，且两绕组间电压差也小，一般采用双线并绕的方式来保证其对称性 图 22 为饱和型推挽式 自激变换器的基本电路。 所谓饱和式，是指脉冲变压器工作在磁化曲线的饱和状态。 电路通电以后，电流经电阻 R1 到正反馈绕组 N3～ N4 的中点，同时向 VT VT 2 基极提供启动偏置。 由于 VT 2的基极电路附加了 R2，因此 IB IC2 小于 IC IB1。 启动状态， IC1IC2 的结果，使脉冲变压器中形成的磁通 φN1φN2，合成总磁通量为 φN1φN2，使VT 1 的导通电流起主导作用。 因此， φN1 在各绕组中产生感应电势，正反洛阳理工学院毕业设计（论文） 15 馈绕组 N3 的感应电势形成对 VT1 的正反馈，使 VT 1 集电极电流迅速增大。 IC1 的增大使 N1 激磁电流增大 ，磁场强度 (H)的增加，使磁感应强度 (B)磁化曲线增大，当到达磁心饱和点时，即使磁化电流再增大，也无法再使磁感应强度增大，即磁通量的变化为零。 磁通量饱和的结果，使其无变量，各绕组感应电压为零， VT 1 的正反馈消失，集电极电流 IC1＞ IB1*β，并迅速减小。 此过程中，正反馈绕组感应电压反向，使 VT2 导通，且 IC2 迅速增大， VT 1 截止。 此过程中，由于磁心的饱和周而复始地进行， VT VT 2轮流导通，初始电流方向随之不断改变，因而在次级感应出双向矩形脉冲。 因此推挽变换器次级可以通过全波或桥式整流向负载供电。 图 22 饱和式推挽变换器基本电路 饱和型推挽变换器中，开关管 VT VT2 必须选择较大的 ICM。 因为当磁通量开始饱和时，脉冲变压器等效电感也开始减小，磁通量完全饱和时等效电感为零，开关管集电极电流剧增。 在 Ic 剧增至 IcIB*β 时， Ic 才开始减小。 一般饱和型变换器只用在低压变换器中，即使如此也必须严格设计脉冲变压器饱和点的激磁电流，不能大于开关管最大允许电流。 这种变换器的优点是频率比较稳定，其翻转过程只取决于脉冲变压器和负载电流。 自激推挽式变换器也有 不足。 首先是自激推挽式开关电路的驱动脉冲是双向的。 在图 52 中，当 VT1 导通期间， N3 的感应脉冲是以正脉冲形式加到 VT 1 的基极，此时 VT 2 处于截止状态， N4 的感应脉冲以负脉冲形式加到 VT2 基极。 当开关管或脉冲变压器进入饱和状态时，首先是正反馈脉冲减小，随 βIB IC 而使正反馈脉冲反相。 由于双极型开关管有少数载流子的存储效应， IB 的减小，甚至 IB = 0 时，其 IC 不会立即截止，而正反馈脉冲的反相却可以使另一只开关管立即导通，因此，在 VT VT2 交替洛阳理工学院毕业设计（论文） 16 过程中必然出现两管同时瞬间 导通。 因两管集电极电流通过脉冲变压器形成反向磁场，而使脉冲变压器等效电感量减小，开关管电流增大。 正因为如此，这种变换器的工作频率一般只在 2020 Hz 左右，以减小两管交替导通过程中造成的共态导通损耗。 这是推挽式变换器应用于高压开关电源所必须解决的第一个问题。 所有用于高压开关电路的开关管绝对都只采用 NPN 型，这点是由半导体器件工艺所决定的。 现有 PNP 型管的 UCEO 最大也极少超过 300 V，因此高压变换器也只能采用全 NPN 型开关管。 由图 52 看出，当 VT 1 导通时，VT 2 为截止状态，其集电极电压为 N2 的感应脉冲 和电源电压之和，即2UCC。 如果用于输入整流供电的高压变换器， VT VT2 最高集电极和发射极之间电压将是 600 V 以上，达到此要求的只有 NPN 型开关管。 两管均为 NPN 管的结果是，其导通时驱动脉冲均为正向脉冲，如自激式变换器相同的双向脉冲。 为了避免截止状态反相驱动脉冲击穿开关管的 be 结，必须在驱动电路增加必要的保护措施，否则即使不击穿 be 结，也会使开关管处于深度截止状态，要想使其进入导通状态，势必增加正向驱动电流，因而使驱动功率增大，变换器效率降低。 以上两个问题不仅使自激推挽式电路效率降低，同时也不适 宜作高压输入的变换器。 很明显，自激推挽式开关电源只能组成无稳压功能的变换器，而不能用于开关电源，因为要同步控制两管的通断占空比，电路必然较复杂，且难以达到完全对称地控制。 此类变换器一般采用在输出端设置耗能式稳压的方式。 截至目前为止，推挽式、桥式变换器都采用它激电路，以便于在驱动脉冲输出之前进行 PWM 控制。 饱和型变换器是利用输出脉冲变压器的磁饱和现象使开关管由导通变为截止，使推挽式电路的两只开关管轮流通、断。 脉冲变压器为了转换输出功率，铁芯的截面积必然较大，而要达到磁通量的饱和所需磁化电流也较大，使开关管损 耗增大。 因此在饱和型变换器的设计中，都尽量选择开关管的工作状态在脉冲变压器的磁化曲线开始进入饱和状态之初，首先让开关管进入饱和区，使开关电路翻转，以减小开关管在变压器磁通饱和以后的大电流增长，降低开关管损耗。 但是，无论是设计还是调试，要保持这两者的严密关系都是十分困难的。 所以此类变换器常采用双变压器的电洛阳理工学院毕业设计（论文） 17 路形式。 上述饱和型变换器中，脉冲变压器 T 有双重功能： 一是通过正反馈绕组使开关管以自激振荡的形式完成开关动作，进行DC/AC 的变换。 为了使开关动作持续地、两管交。