基于sir的双频带通滤波器的设计与仿真毕业论文设计(编辑修改稿)

基于sir的双频带通滤波器的设计与仿真毕业论文设计(编辑修改稿)内容摘要：

f22，其中 f11和 f12在谐振器的基频附近，它们是由谐振 器的基频 f1分离得到； f21和 f22在谐振器的第一杂散频率附近，它们是由谐振器的第一杂散频率 f2分离得到 [11]。 当基频和第一杂散频率相同的两个谐振器之间耦合时，在第一频段和第二频段的耦合系数分别为 [12]： 2112122112121 ff ffk  (23) 2112222112222 ff ffk  (24) 其中：“ + ”表示磁耦合，“ ”表示电耦合。 利用仿真软件求出相邻谐振器对应的耦合系数，然后采用曲线拟合的方式求出耦合间距的大小，通过 HFSS仿真软件，提取得到谐振器间的耦合系数。 对于相邻谐振器间的每一个间距 s，都可以通过式 (23)和 (24)和仿真软件得到两谐振器的耦合系数值，改变谐振器间的耦合间距 s，可得到两个谐振器间距离和耦合系数的关系曲线，谐振器间的距离和耦合系数关系曲线可用来确定谐振器间的相对位置。 微波滤波器的基本设计参数 (1)中心频率、截止频率、归一化频率：对于低通滤波电路和高通滤波电路， ωc表示截止频率；对于带通滤波电路和带阻电路， ωc表示中心频率，归一化的频率 Ω 是一个量纲的量， c (25) 山西大学本科毕业论文（设计） 7 对于低通滤波电路和高通滤波电路，归一化截止频率为 1；对于带通 或者带阻滤波电路，归一化中心频率为 1。 采用归一化频率可以简化对滤波器电路的设计过程。 (2)插入损耗：在理想情况下，处于射频电路中的理想滤波器，在其工作的通带内不会引入任何的损耗。 然而，这在实际应用中，我们是没有办法消除滤波器固有损耗的。 插入损耗定量地描述了功率响应幅度与 0dB基准的差值，其数学表达为：  21010 1lo g10lo g10 inLinPPIL  （ 26） 其中， Pin是滤波器从信号源得到 的输入功率， PL是滤波器向负载输出的功率， in 是从信号源向滤波器看进去的反射系数。 (3)波纹系数：波纹系数表示在通带内信号响应的最大值和最小值的差值，单位通常为 dB或奈培(Napier)。 (4)频带带宽：对于带通滤波器，定义为滤波电路的通带内达到 10dB衰减对应的高端截止频率和低端截止频率的差值。 可表示为： dBldBhdB ffBW 101010  (27) 其相对带宽 FBW 定义为 10dB 带宽与通带中心频率的比值，可表示为： 010 / fBWFB W dB (28) (5)矩形系数：定义为 60dB 带宽与 3dB 带宽的比值，它描述了滤波器在截止频率附近响应曲线变化的 陡峭程度。 理想滤波器的矩形系数 1SF ，在实际应用中，这种滤波器是不可能实现的，因而要求矩形系数越接近于 1 越好。 dBldBhdBldBhdBdBff ffBWBWSF 336060360 （ 29） (6)阻带抑制：在理想情况下，希望滤波器在阻带频段内具有无穷大的衰减量。 但在实际的应用中，我们只能得到与滤波器 元件数目相关的有限的衰减量。 所以需要定义阻带抑制参数，在实际情况中，为了使阻带抑制与矩形系数建立联系，定义阻带抑 制为 60dB。 (7)品质因数：定义为在谐振频率下，平均储能和一个周期内的平均消耗能量之比。 滤波电路的品质因数 Q可以用公式表示为 : 0lossstored   PWQ (210) 山西大学本科毕业论文（设计） 8 其中 ω0为 滤波器的谐振频率， Wstored为一个周期内的平均储能， Ploss为单位时间 内的平均耗能。 功率损耗通常被定义为是外接负载上的和滤波器本身的功率损耗之和，有载品质因数 QLD即以此来定义，表示为： EFLD Q111  (211) 式中， QF滤波器的固有品质因数， QE为滤 波器的外界品质因数。 第三章 阶梯阻抗谐振器（ SIR） SIR的基本结构 SIR是由两个或两个以上具有不同特性阻抗的传 输线组合而成的横向电磁场或准横向电磁场模式的谐振器。 SIR常用的有三种基本结构，它们分别对应的是 λg/4型 、 λg/2型 和 λg型 SIR。 这三种结构都包括了由开路端、短 路端和它们之间的阶跃结合面， λg/4型 、 λg/2型 和 λg型 SIR能分别被看成是由 1个、 2个、 4个基本单 元组成 [13]。 其基本结构如图所示。 (a) λg/4 型 (b) λg/2 型 (c) λg型 开路面 173。 173。 173。 173。 173。 173。 173。 173。 173。 短路面 图 SIR的基本结构 图 ，在传输线开路端和短路端之间的特性阻抗和等效电长度分别为 Z Z2和 θ θ2。 表征SIR的 电学参数的是两段传输线 阻抗 Z2 和 Zl 的 比值，定义如下：阻抗比 12 /ZZRZ 。 山西大学本科毕业论文（设计） 9 λ g/2型 SIR的基本结构和特性 本节将讨论 λg/2型 SIR的基本结构和特性，在实际的应用中 λg/2型 SIR比 λg/4型 SIR用于更多的射频器件。 这是由于 λg/2型 SIR是由带状线和微带线结构组成，允许有更广的集合结构形式，且和有源器件有很好的兼容性。 图 λg/2型 SIR的一些结构变化 （ a）直线型 （ b）发夹型 （ c）环型 （ d）具有内部耦合的发夹型 （ e）具 有内部耦合的环型 图 λg/2型 SIR的几种典型的不同结构。 结 构 (a)、 (b)、 (c)虽然在几何形状上分别为 线状、 U型(发夹 )和环状，但从电拓扑观点看，它们是等效的。 (d）中的谐振器具有和 (b)相似的 u型结构，但它具有内部耦合线，利用它们的开路端，使之微型化。 图 (e)是图 (d）的 改进结构，为进一步微型化，间距因素被明显地扩大了。 该图显示出 λg/2型 SIR的电路版图和耦合电路集成化有很大的灵活性 [13]。 以 λg/2型 SIR谐振器为研究对象，由开路端看进去的输入导纳 Yin，根据文献 [11]，可以表示为： 212221221212in t a nt a n)1(2)t a n1)(t a n1( )t a nt a n)(t a nt a n(2j  zzzz RR RRYY   (31) 取 0inY 得谐振条件为： 2112z tantan  ZZR (32) 从式 (31)，我们能理解 SIR的谐振条件取决于 θ θ2和阻抗比 RZ。 一般均匀阻抗谐振器 (UIR)的谐振条件唯一地取决于传输线的长度，而对 SIR则同时要计入长度和阻抗比。 因此 SIR比 UIR多了一个 设计的自由度。 山西大学本科毕业论文（设计） 10 图 微带线 λg/2型 SIR 基本结构 为了设计简单，设   21 可通过采用较小的 zR 值来缩短 SIR谐 振器的电长度，即采用图(a)所 示的结构。 但最 大 SIR长度被限定于对应 UIR长度的 两倍。 在上述条件下，输入导纳和谐振条件可以分别写为： (33) ）（ z0 a r c ta n R  (34) 对于 λg/2型 SIR而 言，杂散响应变得很关键 [14]，这要求设计时考虑更高谐振模式的杂散响应。 设基本谐振频率和杂散谐振频率分别为 f0、 fs fs fs3，相 应的 θ分别为 θ0、 θs θs θs3。 谐振时 式 (34)等于 0，可以得到： 2s1   0s2 )(a r c ta n   zR （ 35）  s3 由式 (35)得到各杂散频率与基本频率之比分别为： z0s10s1 R2 a r c ta nff   0s10s30s30s10s20s2ff2ff1ff2ff （ 36） 从 (36)式可以看出，各杂散频率的位置由阻 抗率 Rz决定，通过调节阻抗 比 Rz可以很方便地控制  4z2z2zz2zz2in t a nt a n)1(2 t a n)t a n)(1(2j RRRR RRYY  山西大学本科毕业论文（设计） 11 各杂散频率的位置，这是 SIR一 个比较重要的特点。 图 各杂散频率与基本谐振频率昀比值随阻抗比 zR 的变化曲线，由曲线可知： 图 阻抗比与归一化杂散频率的关系 2ff12ff12ff10s1z0s1z0s1z时，当时，当时，当RRR (37) 以上特点对利 用 SIR作为 谐振器来设计超宽带滤波器非常重要，通过选择合适的阻抗比 RZ的值，可以方便地将滤波器的工作频段调到我们所需要的频段。 λ g/2型。