基于单片机的温度控制系统的硬件设计毕业设计(编辑修改稿)

基于单片机的温度控制系统的硬件设计毕业设计(编辑修改稿)内容摘要：

电阻炉 热电偶 单 片 机 AT89C51 温度变送器 AD1674 PWM IGBT 整流器 交流电源 8 式中 K 为 放大系数 ，  为滞后时间 ,T 为 惯性 时间常数。 本系统的对象的 =20,k=1,T=50,即电阻炉的传递函数为 G(S)= e sS 20200 1  () 常规的温度控制系统结构 图如下所示： 图 温度控制系统结构图 设 被控 对象的传递函 数为 () 其中 /()Gs 为不包含纯滞后特性 的部分，由 图 可知 系统的闭环传递函数为 （ ） 则 系统的特征方程为 （ ） 控制系统的稳定性分析 在工业生产过程中，被控 对象 常常存在程度不同的纯滞后，以换热器为例，被控量是被加热物料的出口温度，而控制量是热介质，当改变热介质的流量后，由于热介质通过管道输送需要时间，因而对物料出口温度的影响必然要产生滞后。 此外，如化学反应、管道混合 、皮带传送、轧辊传输、多个容器串联以及用分析仪表测量流体的成分等，都存在不同程度的纯滞后。 纯滞后过程 的存在 降低系统稳定性的原因分析如下：（ 1）由测量信号提供不及时，会导致调节器发出的调节作用不及时，影响调节质量。 （ 2）由控制介质的传输而产生的纯滞后，会导致执行器的调节动作不能及时影响调节效果。 （ 3）纯滞后的存在使系统的开环相频特性的相角滞后随频率的增大而增大， 从而使开环频率特性的中频段与（ 1， j0）点的距离减小，结果导致闭环系统的稳定裕度下降。 若要保证其稳定裕度不变，只能减小调节器的放大系数，同样导致调节 质量的下降。 D（ s） e)s(G s/  R（ S） Y（ s） + /s/sCD ( s ) ( s )Y ( s )( s ) R ( s ) 1 D ( s ) ( s )GeG Ge  /s1 + D ( s ) ( s ) 0Ge    /sG s = (s)Ge 9 式（ ）中包含有纯滞后环节 se ， 会导致系统对控制指令的反应不及时，引起系统产生超调或震荡 ， 尤其当  比较大时，系统 会不稳定， 所以 纯滞后系统采用常规的反馈控制方法（常规 PID 控制、微分先行控制及中间微分反馈控制等）往往难以取得显著效果 ，因此， 为了克服纯滞后对系统的影响， 在 本设计 中 我们运用史密斯预估器对系统进行纯滞后补偿。 还可以用奈 氏 判据 [3]来分析本系统的稳定性 ，纯滞后系统的结构框图如下所示： 图 纯 滞后系统的框图 图 所示系统的特征方程为 1+ G1(S) es =0 即 1/50S+1= es 在没有滞后因子时，系统产生持续 等幅 震荡的条件是： G1(jw)=1。 由上式可知，非滞后系统的临界稳定点是（ 1， j0），而具有滞后因子 的系统，其临界稳定状态不是一个点，而是一条临界轨线 jwe。 把 G1(jw)和 jwe 的 奈氏 图同时画在图中如下图 所示，并设这两条曲线的交点为 A。 根据 ∣ G1(jw)∣ =1 的条件，求出 G1(jw)曲线上对应的角频率 w=；而在 jwe 曲线上对应的  w=。 因为点 A 即在 G1(jw)曲线上，又在 jwe 曲线上，所以它们应用相同的角频率，即有  = 于是求得  =。 A 图 由图 可知，当  大于 时，在单位圆上的临界点就被 G1(jw)曲线包围，系统不稳定。 当  小于 时， G1(jw)曲线不包围临界点，对应的系统是稳定的。 而本系es G1(S) 10 统的  等于 20S，故本系统 不 稳定。 因此常规的 调节 器 D（ S）很难使闭环系统获得满意的控制性能。 控制对象的纯滞后补偿 由 自动控制理论知，纯 滞后 的存在使得被控量不能及时地反映系统所承受的扰动， 延长了调节时间 ， 从而产生明显的的超调，降低了系统的稳定性。 当滞后时间比较小时，可以采用 PID 控制，当纯滞后时间比较大时，常规的 PID 控制很难得到较好的控制效果。 人们针对纯滞后的被控对象，提出了各种各样的控制方法， smith 预估器就是一种广泛应用的纯滞后系统的控制方法。 该方法的基本思路是 :预先估计出系统在基本扰动下的动态特性 ，然后由预估器对时滞进行补 偿 ， 力图使被延迟了的被调量超前反映到调节器 ,使调节器提前动作 ， 从而抵消掉时滞特性所造成的影响 ： 减小超调量 ， 提高系统的稳定性 并 加速调节过程 ， 提高系统的快速性。 史密斯 预估器的原理如图 所示 图 补偿器转化图 图中 D（ S） 是调节器的传递函数， GP(S) es 是被控对象的传递函数， GP(S)是被控对象中不包含纯滞后部分的传递函数， es 是被控对象纯滞后部分的传递函数，与 D（ S） 并联的环节就是补偿环节，其传递函数为 GP (S)（ 1es ） ，用来补偿对象的纯滞后部分，称为 smith 预估器。 [1] 由 smith 预估器和调节器 D(S)组成的补偿回来称为纯滞后补偿器，其传递函数为 /( ) ( )() 1 ( ) ( ) (1 )sg U s D sEs D s sD Ge   () 补偿后系统 的闭环传递函数为 11 () 从上式可以看出，经 smith 预估器补偿后，纯滞后环节被移到闭环控制回路之外，不影响系统的稳定性。 纯滞后环节只起到延迟的作用，把控制系统作用在时间坐标轴上推迟了时间  ，而对系统的过渡过程以及其他性能指标没有任何作用，消除了纯滞后部分对控制系统的影响。 另外，由拉氏变换的平移定理得知，系统在单位阶跃输入时，输出量的形状和其他性能指标与对象特性 G（ s）不包含纯滞后特性 es 时完全相同，只是在时间轴上滞后了时间 。 系统 PID 调节器的设计 PID 概述 PID 控制器由比例单元（ P），积分单元（ I），和微分单元（ D）组成，它的基本原理比较简单，基本的 PID 控制规律可描述为： GC（ S） = SS KKKDIP  （ ） PID 控制用途广泛，使用灵活， 已 有系列化的控制器产品，使用中只需设定三个参数 KP 、KI 、 KD 即可。 PID 控制具有以下优点：原理简单，使用方便， PID 参数 KP 、 KI 和 KD 可以根据动态特性及时调整 ， 适应性强 ， 其控制品质对控制对象特性的变化不太敏 感。 PD 控制器 的传函为： GC(S)=KP(1+TDS)； PI 控制器的传递函数为： GC(S)=KP。 由它们的传递函数可知， PD 控制器是 一种超前校正装置， PI 控制器属于滞后校正装置，所以兼有 PI和 PD 特点的 PID控制器有着超前滞后的作用，它的传递函数为 GC(S)=KP (1+ +TdS ) （ ） 系统 PID 调节器参数的选定 在选定系统 PID 调节器 参数之前，先要知道 PID 调节器参数对系统性能的影响。 ss s ssssD ( s ) G 39。 ( s )D g ( s ) G 39。 ( s ) 1 D ( s ) G 39。 ( s ) ( 1 ) D ( s ) G ( s )Y ( s )G c ( s )D ( s )R ( s ) 1 D ( s ) G 39。 ( s )1 D g ( s ) G 39。 ( s ) 1 G 39。 ( s )1 D ( s ) G 39。 ( s ) ( 1 )ee e ee ee         12 （ 1）比例控制 KP 对系统性能的影响 a 对动态性能的影响：比例控制 KP 加大，使系统的 动作灵敏、速度加快； KP 偏大，振荡次数加多，调节时间加长；当 KP 太大时，系统会趋于不稳定。 若 KP 太小，又会使系统的 动作缓慢。 b对稳定特性的影响 ： 加大比例控制 KP ，在系统稳定的情况下，可以减少稳 态误差，提高控制精度，但加大 KP 只 能 减小误差，却不能完全消除误差。 （ 2）积分控制 TI 对控制性能的影响 a对动态特性的影响 ： 积分控制 TI 通常使系统的 稳定性下降， TI 太小，系统将不稳定；TI 偏小，震荡次数较多； TI 太大，对系统性能的影响减小。 当 TI 合适时， 过渡 过程比较理想。 b对稳态性能的影响 ： 积分控制 TI 能消除系统的稳态误差，提高控制系统的 控制精度。 但 IT 太大，积分作用太弱，以致不能减小稳态误差。 （ 3）微分控制 TD 对控制性能的影响 微分控制 可以改善动态特性 ， 如超调量的减少，调节时间缩短，允许加大比例控制，使稳态误差减小，提高控制精度。 当 TD 偏大时，超 调量较大，调节时间长；当 TD 偏小时，超调量也较大，调节时间也较长；只有 TD 合适时，可以得到比较满意的过渡过程。 PID 调节 器的参数整定是控制系统设计的核心内容 ， 它是根据被控过程的特性确定 PID控制器的比例系数、积分时间和微分时间的大小。 PID 调节 器参数整定的方法很多，概括起来有两大类：一是理论计算整定法 ， 它主要是依据系统的数学模型，经过理论计算确定控制器参数 ， 这种方法所得到的计算数据未必可以直接用，还必须通过工程实际进行调整和修改。 二是工程整定方法，它主要依赖工程经验，直接在控制系统的试验中进行，且方法简单、易于掌握，在工程实际中被广泛采用。 PID 控制器参数的工程整定方法，主要有临界比例法、反应曲线法和衰减法。 现在一般采用的是临界比例法 ， 利用该方法进行 PID控制器参数的整定步骤如下： (1)首先预选择一个足够短的采样周期让系统工作； (2)仅加入比例控制环节，直到系统对输入的阶跃响应出现临界振荡，记下这时的比例放大系数和临界振荡周期； (3)在一定的控制度下通过公式计算得到 PID控制器的参数。 本系统的参数的选择，主要是依赖与工程 经验，有大量的实验可知，对于本系统的 PID参数选择如下： KP = , Ki = , Kd =。 13 系统纯滞后补偿的数字化 采样周期 T 的选择原则 采样周期 T在计算机控制中是一个重要参量，必需根据具体情况来选择。 (1) 必须满足采样定理的要求。 从信号的保真角度看，采 样周期必须满足香农采样定理，即采样角频率 WS 2W max, W max 是被采样信号的最高频率，因为 WS =T2 ，所以，根据采样定理可以确定采样周期上限值， T maxW 。 对于随动系统来说，有经验公式 WS 10WC。 （ 2）从控制系统的随动和抗干扰的性能来看，则 T 小些好。 干扰频率越高，则采样频率最好越高，以便实现快速跟随和快速抑制干扰。 （ 3）根据被控对象的特性，快速系统的 T 应取小些，反之， T 可取大些。 （ 4）根据执行机构的类型，当执行机构动作惯性大时， T 应取大些。 否则，执行机构来不及反应控制器输出值的变化。 （ 5）从计算机的工作量及每个调节回路的计算成本来看， T应取大些。 T大， 则 每个回路 的计算控制工作量相对减少，可以增加控制的回路数。 （ 6）从计算机能精确执行控制算式来看， T 应取大些。 因为计算机字长有限， T过小，偏差值 e(k)可能很小，甚至为零，调节作用减弱。