基于cpld的无刷直流电机控制器设计毕业设计(编辑修改稿)

基于cpld的无刷直流电机控制器设计毕业设计(编辑修改稿)内容摘要：

D S P 等 ）驱 动 保 护电 路驱 动 电 路（ 逆 变 器 ）无 刷 直流 电 机位 置 检 测 电 路外 围设 备 图 13 典型的无刷直流电机控制系统 DSP 等微处理器强大的计算能力使许多智能控制算法在无刷直流电机控制中得以实 现，近年来无刷直流电机的全 数 字化智能控制成为业界相关人员的研究热点 [8]。 相信更高效完善的控制方案将不断呈现。 无刷直流电机控制技术的发展趋势 无刷直流电机主要由电机本体、驱动电路和位置传感器三部分组成，其控制涉及电机技术、电力电子技术、检测与传感器技术和控制理论技术。 因此，新电子 技术和 新控制方法的出现都将进一步推动无刷直流电机的发展。 1) 小型化与集成化 微机电系统 (MEMS)技术的发展将使电机 朝着 控制电路和传感器高度集成化的方向发展。 但 到目前为止，由于技术上的限制，电机与控制器一体化产品主要 还是应用在磁盘驱动器的主轴驱动和仪器用风扇驱动等特殊结构的小功率无浙江理工大学本科毕业设计（论文） 7 刷直流电机控制系统中。 而 对于一般的工业用无刷直流电机控制系统，是否 将 控制器装 入 电机内部，还需要综合考虑系统成 本 、电路工作可靠性及维修方便性 等因素 [3]15。 2）控制器全数字化 高速微处理器及高密度可编程逻辑器件的出现，为 电机控制技术的发展 提供了 坚实的基础。 例如，在一些对控制成本和空间要求严格的应用中，增加位置传感器不太实用或无法接受，而 DSP 等芯片固有的高速计算能力正可被用来实现无刷直流电机的无位置传感器控制。 一些相对复杂的控制算法 使得能够 用 DSP、CPLD 或者 FPGA 等芯片来实现。 控制器的全数字化将使系统的硬件结构更加简化。 同时 还使得控制器可以与 上层和远程控制系统进行数据传输通信，便于系统故障的监视与诊断 [3]16。 3） 绿色 PWM 控制及其高效化 无刷直流电机控制系统采用功率晶体管驱动时，驱动电路的开关频率一般在2~5kHz， 该频率范围内引起的噪声在人耳声频范围之内，不利于人的身体 健康。 采用 MOSFET 和 IGBT 之后，开关频率可达几十千赫兹以上。 这样 ， 不论是电磁噪声还是电流波形都能得到改善。 因此，利用软开关等新技术 ，来 降低开关损耗、增加开 关寿命，并 在 保证系统效率不变或提高的 前提 下，提高驱动电路的开关频率可实现无刷直流电机控制系统的绿色化 PWM 控制 [3]17。 本文的研究内容 本论文针对现已广泛应用的有位置传感器的无刷直流电机，提出了一种采用CPLD 为控制核心的无刷直流电机驱动方案。 主要进行的工作包括以下几个部分： 1）查找文献，了解无刷直流电机的控制特性： 论述分析无刷直流电机的系统组成和工作原理，用以实现其驱动方案。 2）控制器硬件电路设计： 设计分析一种以 CPLD 为控制核心的有位置传感器无刷直流电机的驱动方案。 其包括如下几部分： 浙江理工大学本科毕业设计（论文） 8 三相桥逆变电路：采用 MOS 三相全桥驱动，拟采用二相导通星形三相六状态驱动方式。 逆变电路的驱动电路：弱电控制强电，接收 CPLD 主控芯片对于各功率管的控制信号，生成相应的信号驱动对应的三相桥的功率管。 逆变电路的保护电路：采样检测流过功率管的电流，防止由于某种原因而使功率管过流烧毁。 CPLD：系统的主控芯片及其基本外设。 电源管理：把总电源变换成各模块需要的额定工作电压，分配给各个模块。 人机接口：显示系统当前的运行状态，接收用户的控制指令，生成相应的信号传递给主控芯片。 电机的 3 路霍尔输出：拟直接接入 CPLD 主控芯片。 3）控制算法设计 : 根据已有的成熟算法，结合自身的应用场合和功能要求，选择一种合适的控制算法。 并用 Simulink 仿真工具，进行控制算法的仿真 、 检验 ，以 完善控制手段。 浙江理工大学本科毕业设计（论文） 9 第 2 章 控制器硬件电路设计 电路的总体结构 控制器硬件电路的模块划分如下图 21： 三相桥逆变电路：采用 MOS 三相全桥驱动，采用二相导通星形三相六状态驱动方式。 逆变电路的驱动电路：弱电控制强电，接收 CPLD 主控芯片对于各功率管的控制信号，生成相应的信号驱动对应的三相桥的功率管。 逆变电路的 保护电路：采样检测流过 MOS 功率管的电流，防止由于某种原因而使功率管过流烧毁。 CPLD：系统的主控芯片及其基本外设 电源管理：把总电源变换成各模块需要的额定工作电压，分配给各个模块；并包含对电源的过压和欠压检测电路。 人机接口：通过 LED 指示灯，显示系统当前的运行状态；接收用户的控制指令，生成相应的信号传递给主控芯片。 电机的 3 路霍尔输出：直接接入 CPLD 主控芯片 C P L D逆 变 电 路 的驱 动 电 路三 相 桥 逆变 电 路逆 变 电 路 的保 护 电 路电 机 的 3 路 霍 尔 输 出电 源 管 理人 机 接 口B L D C 图 21 基于 CPLD 的 BLDC 控制器结构框图 浙江理工大学本科毕业设计（论文） 10 各模块解析 三相桥逆变电路 逆变电路采用三相六臂全桥结构，其简化的原理图如下图 22 所示。 213Q1PWM1213Q2PWM2213Q3PWM3213Q4PWM4213Q5PWM5213Q6PWM6VCCAB C 图 22 三相桥逆变电路原理图 其三个桥臂都是完全相同的结构，通过门极输入的 PWM 控制信号，实现每相的 PWM 电压输出，实现 对电机的 调压 驱动。 下面以采用 H_PWM_L_ON 的方式生成 PWM 波，来驱动电机为例，说明电路的工作过程。 这种驱动方式，具体的说是， 对于 电机的三相连接线 A、 B、 C端口，其中 悬空相 端口 ：与其相连 的两个 MOS 管全部高阻；其中需要高电平的相端口 ： 与其 相连的上端的 MOS 管栅极接收 PWM 控制信号，间歇性的导通关断，而另一个 下端 MOS 管完全高阻，即是使这相受到电源的 PWM 驱动；而剩下的需要低电平的端口 ： 与其相连的上端 MOS 管高阻，下端 MOS 管完全导通接地。 比如，在 AB 相导通时，给 Q1 栅极的是 PWM 信号，给 Q4 的是完全导通信号（栅极高电平），而其余 MOS 管全部高阻（栅极低电平）。 这样既可通过调节PWM 信号的占空比，调节 AB 相的驱动电压。 但在这存在一个问题，由于电机绕组电感的存在，相电流不能突变，这就导致在上端的 MOS 管 PWM 周期关短时刻，在 A 端将产生很大的 逆 感应电动势。 故 MOS 中已经集成 的 这个 稳压二极管发挥着延续相电流流动 ，防止击穿 MOS 管 的作用。 对 电路 实际应用时的几个问题的分析： 浙江理工大学本科毕业设计（论文） 11 1） MOS管的选型 P（ positive）沟道 MOSFET 的载流子是空穴，与电子相比，它的 “活动性 ”差，且有 “少数载流子生存时间 ”短的缺陷，这些都是影响半导体器件性能的重要参数。 通常 P 沟道 FET 的性能较差，他有较高的栅极门限电压、较高的 onR 以及较低的饱和电流 [9]。 所以方案中，采用全 N（ negative）沟道的 MOSFET 构成逆变桥。 实际选用的型号为 IRFP2907。 2） MOS 管的驱动 在选择全 N 沟道 MOSFET 后，由其工作特性可知，当给栅源极间加一个正向电压，并且其值超过数据手册上的阈值电压 GSV （以 IRFP2907 为例， 100A 的导通饱和电流对应 VVGS 5 ）时 , 场效应管的 D极和 S极就会导通 (IV特性曲线 )，且一般 N 型功率型场效应管的阈值电压都会在 3~20V 之间。 依旧以 AB 相导通为例，此时 Q1 和 Q4 管导通，一般场效应管的导通电阻 onR都在毫欧级，所以 B 点的电位近似为 0V， A 点的电位就近似为 VCC。 这就使得要驱动这两个 MOS 管， Q1 管的栅极电压要大于（ GSVVCC ）， Q4 管的栅极电压要大于 GSV。 这使得采用 CPLD 端口直驱（或加三极管信号放大直驱）的方式将不可行。 故方案中采用了三片 MOS 管的专用驱动芯片（ IR2181），来驱动各自的 MOS管桥臂。 详见逆变电路 MOS 管的驱动电路。 3）选用的 IRFP2907 MOSFET 的基本参数： 1. 额定参数（ Absolute Maximum Ratings） 参数名称 最大值 单位 C25T @ I c D 持续漏极电流， 10V @V GS 209 A DMI 漏极峰值电流 840 A C25T @ P CD  功耗 470 W GSV 栅源极击穿电压 20  V 方案实际采用的逆变电路原理图如 下 图 23 所示。 浙江理工大学本科毕业设计（论文） 12 213Q1IRFP290710KR310KR720KR51D5IN4744D1HER104D3HER104213Q2IRFP290710KR410KR820KR6D6IN47441D2HER104D4HER104213Q3IRFP290710KR910KR1320KR11D11IN4744D7HER104D9HER104213Q4IRFP290710KR1010KR1420KR12D12IN4744D8HER104D10HER104213Q5IRFP290710KR1510KR1920KR17D17IN4744D13HER104D15HER104213Q6IRFP290710KR1610KR2020KR18D18IN4744D14HER104D16HER104VS1VS2VS3FAULT_1FAULT_2FAULT_3FAULT_4FAULT_5FAULT_6HO1LO1HO2 HO3LO2LO3VCC 图 23 方案实际采用的逆变电路 213Q2IRFP290710KR410KR820KR6D6IN47441D2HER104D4HER104FAULT_2LO1 213Q2IRFP290710KR410KR820KR6D6IN47441D2HER104D4HER104FAULT_2LO1 图 24 构成逆变桥的基本 MOS 模块 图 25 MOS 管外围驱动电路 从图中不难发现，逆变电路由如图 24 所示的完全相同的 MOS 模块构成。 由于电势的相对性，故对于每个模块来说，他们的工作原理也是完全一致的。 故下面只对其中一个做分析 此 驱动电路中， MOSFET工作在开关管状态 DSTGS VVV  )( ,可以用 SR开关模型对其建模，结合栅极电容，可描述为 SRC模型 [10]，如下图 26所示 ： DSGCGSTGS VV DSGCGSTGS VV 关断状态 导通状态onR 图 26 MOSFET的开关 电阻 电容（ SRC）模型 其中，查表可知，  ， 浙江理工大学本科毕业设计（论文） 13 模型 也 可用代数方式描述为： VV 0 VV TGSTGSONDSDS RVi （ 1） 如图 25 所示，模块中用虚线包围的这部分电路，是驱动 MOS 管的辅助电路。 此模块用 MOS 管的 SRC 模型可等价描述为如图 27 所示的电路。 10KR820KR6D6IN4744LO1CGS 图 27 MOS 管外围驱动电路的等效电路 其中各元器件的作用如下： R6 的 4 个作用： 1）防止震荡： 上级的 I/O输出口及连接导线都 会带点 分布 电感，这使得在电压突变的情况下可能和栅极电容 isC 形成 LC 振荡，当它们之间串上 R6后，可增大阻尼而减小振荡效果。 2）减小栅极充电峰值电流： 当栅极电压拉高时，首先会对栅极电容充电，充电峰值电流可大致计算为： Ansns nCtt QI rd(on) g 9 023 4 1 0  （。