通信仿真平台设计_学士学位论文(编辑修改稿)

通信仿真平台设计_学士学位论文(编辑修改稿)内容摘要：

） ，但通常认为其平均值 tm =0。 m ( t )A0c o s 2 π fctsA M( t ) 图 AM 调制器模型 当满足条件  0max Atm  时， AM 信号的包络与调制信号成正比，所以用包络检波的方法很容易恢复出原始的调制信号，否则，将会出现过调幅现 象而产生包络失真。 振幅调制信号一个重要的参数是调幅度 m ，调幅度 m 的定义为           m inm a xm inm a x tAtA tAtAm  () m =1 称为满调幅，此时  0max Atm 。 一般 m 小于 1，只有 mintA 为负值，出现过调幅时 ， m 才大于 1。 这时不能用包络检波器进行解调，为保证无失真解调，可以采用同步解调。 AM 信号的频谱  AMs 载频分量由上、下两个边带组成，上边带的频谱结构与原调制信号的频谱结构相同，下边带是上边带的镜像。 因此， AM 信号是带有载波的双边带信号，它的带宽是基带信号带宽 Hf 的两倍，即 HAM fB 2。 AM 信号在 1Ω 电阻上的平均功率应等于 tsAM 的均方值。 当 tm 为确知信号时，tsAM 的均方值即为其平方的时间平均，即         tftmAtftmtfAtftmAsdttsTPccccAMTT AMTAM2c o s22c o s2c o s2c o s1lim2022220202222  () 通常假设调制信号没有直流分量，即 tm =0。 因此   scAM PPtmAP  22 220 () 式中 cP — 不带信息的载波功率 ， 220APc ； sP — 信号平均功率。 22 tmPs  沈阳理工大学学士学位论文 6 由此可见， AM 信号的总平均功率由不带信息的载波功率和携带信息的边带功率两部分组成。 只有边带功率才与调制信号有关。 通常把边带功率与总平均功率的比值称为调制效率，用符号 AM 表示 [5]。 AMsAM PP () 即使在 “ 满调幅 ” 条件下，如果 tm 为矩形波形，则最大可得到 AM =，而 tm 为正弦波时可得到 AM =%。 一般情况下， m 都小于 1，调制效率很低，即载波分量占据大部分信号功率，有信息的两个边带占有的功率较小。 因此， AM 信号的功率利用率比较低。 但 AM 信号有一个很大的优点，即可以采用包络检波法解调 ，不需本地同步载波信号。 调幅信号的相干解调和抗噪声性能 AM 信号的解调方法有两种：包络检波和相干解调。 本设计采用的是相干解调方法。 相干解调又称同步检波，必须采用一个与发射端载波同频同相（或固定相位差）的本地载波，称为同步信号 [6,7]。 同步检波可由乘法器实现，其原理见图。 L P FsA M( t )sp( t ) so( t )cr( t ) = c o s ωct 图 AM 信号的相干解调器模型 如图所示，乘法器一端输入为调幅信号 tsAM ，另一端输入为同步信号，即  tftc cr 2c o s 则乘法器输出为                tffAtffAtfAtfAAktftfAAktftmAktctkstsmcmcmmcmmcmmcrAMp22c o s222c o s24c o s2c o s22c o s2c o s2c o s002020 () 其中 k 是乘法器增益。 可见，输出信号中含有直流、 mf 、 cf2 、 mc ff 2 几个频率分量。 用低通滤波器来取出直流和 mf 分量，再去掉直流分量，就可以恢复原调制信号。 对于普通调幅信号，因其中包含有载波分量，故提取同步信号并不困难。 可以将普沈阳理工大学学士学位论文 7 通调幅信号放大后限幅，使其成为等 幅 方波信号，然后用带通滤波器取出它的基频，就是同步信号了。 抗噪 声 性能分析 输入信号平均功率         tmAtftmAtsS cAMi 220202 212c o s   () 输入噪声的功率为 BnNi 0 () 普通调幅信号与相 干载波相乘后，再经低通滤波可得解调器输出信号    tmtmo 21 () 因此，解调器输出端的有用信号功率为    tmtmS oo 22 41 () 经乘法器再经过低通滤波器后，最终的输出噪声功率为 io NBnN 4141 0  () 于是普通调幅解调器的输入信噪比为     BntmABntmANSooii 221 220220  () 输出信噪比为    BntmBntmNSoooo224141 () 因而制度增益为   tmA tmNS NSG ii ooAM 22022//  () 则对于 100%的调制（即 0A = maxtm），这时 AM 的最大信噪比增益为 AMG =32 沈阳理工大学学士学位论文 8 双边带幅度调制（ DSB） 双边带调幅信号的产生 产生双边带调幅信号的最直接方法就是将调幅信号与载波信号相乘。 如图。 m ( t )sD S B( t )c o s 2 π fct 图 DSB 调制器模型 设单频调制信号   tfAtm mm 2c o s ，载波   tftc c2c os ，两者相乘得DSB 信号为     tffAtffAtftfAtsmcmmcmcmmD S B2c os212c os212c os2c os () 可见，双边带调幅信号中只包含两个边频，无载频分量，其频带宽度为调制信号带宽的2 倍 [8,9]。 双边带调幅信号的解调原理和抗噪声性能 双边带调幅信号的解调采用相干解调方法。 同步检波仍由乘法器实现，其原理见图。 L P FsD S B( t )sp( t ) so( t )cr( t ) = c o s ωct 图 DSB 信号的相干解调器模型 沈阳理工大学学士学位论文 9 如图所示，乘法器一端输入为双边带调幅信号 tsDSB ，另一端输入为同步信号  tftc cr 2c os。 则乘法器输出为               tffAtffAtfAktftfAktftkmtctkstsmcmcmmmmcmmcrD S Bp22c o s222c o s22c o s22c o s2c o s2c o s 22 () 其中 k 是乘法器增益。 可见，输出信号中含有 mf 、 cf2 、 mc ff 2 几个频率分量。 用低通滤波器来取出 mf分量，就可以恢复原调制信号，即实现了解调。 对于双边带调幅信号要提取同步信号，可将双边带信号取平方，则可得到频率为 2 cf的分量，经二分频电路后就可以得到 cf 分量，这种提取同步信号的方法称为平方法。 双边带调幅信号的抗噪声性能分析。 输入信号平均功率为       tmtftmtsScD S Bi 222 212c o s   () 输入噪声的功率为 BnNi 0 双边带信号与相干载波相乘后，再经低通滤波可得解调器输出信号    tmtmo 21 因此，解调器输出端的有用信号功率为    tmtmS oo 22 41 () 经乘法器再经过低通滤波器后，最终的输出噪声功率同公式（ ）为 io NBnN 4141 0  于是双边带解调器的输入信噪比为    BntmBntmNSooii 221 22 () 输出信噪比为    BntmBntmNSoooo224141 () 沈阳理工大学学士学位论文 10 因而制度增益 为 2//  ii ooDSB NS NSG () 由此可见， DSB 调制系统的制度增益为 2。 也就是说， DSB 信号的解调器使信噪比改善一倍。 这是因为采用相干解调，使输入噪声中的一个正交分量被消除的缘故 [10]。 单边带调制（ SSB） 滤波法产生单边带信号 产生 SSB 信号最直观的方法是，先产生一个双边带信号，然后让其通过一个边带滤波器，保留所需要的一个边带，滤除不要的边带，即可得到单边带信号。 我们把这种方法称为滤波法，它是最 简单也是最常用的方法。 其原理框图如图 所示。 m ( t )sD S B( t )c o s 2 π fctH ( ω )sS S B( t ) 图 滤波法 SSB 信号调制器 图中， H 为单边带滤波器的传输函数，若它具有如下理想高通特性：      ccU S BHH   01 () 则可滤除下边带，保留上边带（ USB）；若 H 具有如下理想低通特性：      ccU S BHH   01 () 则可滤除上边带，保留下边带（ LSB）。 用滤波法形成 SSB 信号的技术难点是，由于一般调制信号都具有丰富的低频成分，经调制后得到的 DSB 信号的上、下边带之间的间隔很窄，这就要求单边带滤波器在 cf 附近具有陡峭截止特性，才能有效地抑制无用的一个边带。 这就使滤波器的设计和制作很困难，有时甚至难以实现。 为此，在工程中往往采用多级调制滤波的方法 [11]。 沈阳理工大学学士学位论文 11 用相移法形成单边带信号 SSB 信号的时域表示式的推导比较困难，一般需要借助希 尔伯特变换来表述。 但我们可以从简单的单频调制出发，得到 SSB 的信号的时域表示式，然后再推广到一般表示式。 设单频调制信号   tfAtm mm 2c os ，载波   tftc c2cos ，两者相乘得 DSB 信号如公式（ ）为     tffAtffAtftfAtsmcmmcmcmmD S B2c os212c os212c os2c os 保留上边带，则    tftfAtftfAtffAtscmmcmmmcmU S B2s i n2s i n212c os2c os212c os21 () 保留下边带，则    tftfAtftfAtffAtscmmcmmmcmL S B2s i n2s i n212c os2c os212c os21 () 把上、下边带合并起来可以写成下式：   tftfAtftfAts cmmcmmSSB  2s i n2s i n212c o s2c o s21  () 式中， “ ” 表示上边带信号， “ +” 表示下边带信号。 tfA mm 2sin 可以看成是 tfA mm 2cos相移 π/2，而幅度大小不变。 即是希尔伯特变换，记为 “ ^” ，则 tfAtfA mmmm  2s in2soˆc  () 因为任意一个。