高频课程设计指导书_(编辑修改稿)

高频课程设计指导书_(编辑修改稿)内容摘要：

进行放大后，将调频信号发射。 其系统框图如图 43所示。 调 制 信 号 石 英 晶 体调 频 倍 频 电 路 高 频 功 放 图 43 发射机方案三系统框图 综上可知，方案一实现简单，频率稳定度高，但是由于锁相环或者 DDS 在此使用，即违反题目不允许使用大规模集成器件的要求，因为锁相环或者 DDS 作为单功能模块使用时只能作为信号源，而不能作为调制器。 方案三频率稳定度最高，但是石英晶体调制，频偏很小，需要经过多次倍频方式才能获得 75KHz 最大频偏，实施难度最大。 方案二则兼顾了方案一与方案三的问题，采用 变容二极管直接调频，频率稳定度以及最大频偏的问题均能较容易实现，而且对提升发射机效率有很好的改善。 因此本作品采用方案二的方式进行发射机系统的设计与制作。 调频 接收机方案比较与选择 方案一： 接收机整个电路采用三极管与检波二极管构建。 选用低噪声三极管搭建前置低噪声放大器、三极管混频器、西勒振荡器或晶体振荡器、中频放大电路以及鉴频器和低频功率放大器。 其系统框图如图 44所示。 高频课程设计指导书 7 三 极 管前 置 放 大三 极 管混 频 器 B P F三 极 管放 大 B P F 鉴 频 器 低 频 放 大包 络 检 波本 振M C U显 示 图 44 接收机方案一系统框图 方案二： 接收机混频器采用集成混频器单功能模块搭 建，本振采用锁相环（ PLL），前置低噪声放大和中频放大采用晶体三极管搭建，低频功放采用集成单功能模块。 其系统框图如图 45所示。 三 极 管前 置 放 大混 频 器 单功 能 模 块 B P F三 极 管放 大 B P F 鉴 频 器低 频 放 大 单功 能 模 块锁 相 环（ P L L ） 包 络 检 波M C U显 示 图 45 接收机方案二系统框图 方案三： 接收机尽可能选择单功能模块进行搭建，前置低噪声放大器、中频放大器均可采用集成的低噪声高速运算放大器搭建，本振采用直接数字式频率合成器（ DDS），混频器、相移乘法鉴频器、低频功率放大器均采用集成单功能模块搭建。 其系统框图如图 46所示。 前 置 放 大单 功 能 模 块混 频 器 单功 能 模 块 B P F中 频 放 大 单功 能 模 块 B P F 鉴 频 器低 频 放 大 单功 能 模 块D D S 包 络 检 波M C U显 示 图 46 接收机方案三系统框图 综上可知 ，通过对各个方案的分析，方案一由于需要使用较多的三极管电路，对静态的确定要求较高，因此在调试难度上较大，而且本振采用的是西勒振荡器或者晶体振荡器，改变频率不易，即不易实现自动搜索功能。 方案二虽然使用了部分单功能芯片模块，降低了一定的调试难度，但是由于本振采用的是锁相环，锁相环调试难度较大，实现自动搜索功能时容易出现失锁的情况。 方案三则基本采用了单功能芯片模块，使用 DDS 作为本振，自动搜索实现非常容易，稳定度高，整个系统调试难度降低。 因而本作品中的接收机采用方案三来实现。 高频课程设计指导书 8 5 调频 发射机电路设计 低频电压放大器 的设计 为了稳定工作点，采用分压式偏置电路及电流负反馈电路来设置静态工作点。 一般可用经验公式来选取静态工作点与偏置电路元件参数。 低频电压放大器选用阻容耦合共射 放大器，电路如图 51所示。 图 51 低频电压放大器 偏置电阻的估算 对于小信号放大器应工作于线性区，且在能满足电压 增益要求的前提下， CQI 应尽量小一些，这样可以减小静态功率损耗。 一般选取 mA～ICQ  为宜， 本设计选取mAICQ 。 为了 满足静态工作点的条件，要求 BEBQ UU  一般选取 BEBQ UU )105( ～ ，BQR II )105( ～ ， 本设计取 VUBQ 3 ， BQR II 6。 KI UUIUR CQ BEBQEQEQ 34   KIUIUR CQBQRBQ 33006 32    高频课程设计指导书 9 KU RUVR BQ BQCC 663 100)35()( 21  为了调整方便，选用 10K固定电位器和 100K电位器 串联。 集电极负载电阻的估算 KI mVrI mVrr CQbbEQbbbe 030 02626)1( //   若选取 CL RR  ，即 CL RR / ，由beCbeLu rRrRA   / 得 KrAR beuC 2300   （ 3）电容参数的选取 严格计算 1C 、 2C 、 3C 的参数较为麻烦，根据经验值，通常选取 FCC )102(21 ～ FC )10050(3 ～。 本设计选取 FCC 1021  ， FC 1003 。 调频电路 的设计 实现调频的方法可分为直接调频和间接调频两大类。 由于 变容二极管调频电路 具有 优点是电路简单，工作频率高，易于获得较大的频偏，而且在频偏较小的情况下，非线性失真 可以很小。 因为变容二极管是电压控制器件，所需调制信号的功率很小。 因此，本设计选用此方案。 集成压控振荡器 MC1648 外接电路减到很少，使用非常方便。 因而压 控振荡器可以选用单片集成振荡电路 MC1648 来构成。 输出为正弦波的 LC 振荡器 用变容二极管实现回路调频， 直接用控制电压实现控制。 在这个电路中采用了两个变容二极管，并且同极性对接，常称为背靠背联接。 其主要目的是减小高频振荡电压对变容二极管总电容的影响。 为了减小这个影响采用两个变容二极管背靠背串接的方式，由两个变容二极管代替一个变容二极管。 对高频振荡电压来说，每一个变容二极管只有原来高频振荡电压的一半，这样就能减小高频振荡电压对变容二极管总电容的影响。 而对于调制电压 uΩ(t)来说，由于是低频信号，高频扼流圈 L 相当 于短路，加在两个变容二极管上的调制电压是相同的。 与此 同时提高了振荡器的频率稳定度。 调制器 原理 电路如图 52 所示。 高频课程设计指导书 10 图 52 VCO 原理电路 变容二极管直接调频的特点为最大 频偏大，能够达到几 MHz，为解决调制频偏过大的问题，因此使用变二极管部分接入的方式完成，以达到调制信号变化 1V 时对应的频偏为75KHz， 与此 同时提高了振荡器的频率稳定度。 调制器具体电路如图 53 所示。 在要求的相对频偏较小，而所需要的 m 也就较小，因此，这时即使 γ 不等于 2，二次谐波失真和中心频率偏移也不大。 例如在 本 调频发射机中，中心频率 fS 在 26～ 28MHz范围内 ，要求的最大频偏 Δf=75kHz，若所用变容二极管的 γ=1，则由式 Δfm=2 mωc 可求得 m=103～ 103，这时对应的 kf2 和 /ccff 都很小。 由此可见，在相对频偏较小的情况下，对变容二极管 γ 值的要求并不严格。 图 53 直接调频电路 直流偏置电路 MC1648 的第 10 脚输出一个约 的稳定电压，作为变容二极管的一个偏压，调整RP2 可以调节变容二极管的偏压。 R3 为隔 离电阻，一般选取比较大，可以减弱因调整 RP2对振荡回路 Q 值的影响，本设计选取 51K。 串馈扼流线圈 L1 的电感量根据经验值，在短波波段一般选取 15μ H～ 50μ H，本设计选取 15μ H。 频率 调制电路 VCO 产生的振荡频率范围和变容二极管的压容特性有关， CVD 的大小受所加偏置电压Ur 控制，偏置电压与容量关系曲线，如图 54 所示。 高频课程设计指导书 11 u rC V D1 . 5 V 5 V2 5 p F5 0 p F 图 54 V101 变容二极管的压容特性 其振荡频率下 式 计算 12cf LC  其中 1544151 2 5 611 1 1 12 ( )VDVDV D V DCCC C CCCC C C C        对于 27cf MHz 点频，取 2LH 得 2 6 2 611 18( 2 ) ( 2 2 7 1 0 ) 2 1 0CC p FfL       若选取 4 5C pF 、 56100C C pF 、 1235VD VDC C pF得 1544151 2 5 61 1 3 5 1 0 05 1 81 1 1 12 ( ) 2 ( 3 5 1 0 0 )VDVDV D V DCCC C C p FCCC C C C          符合设计要求。 高频功率放大器的设计 甲类功率放大器工作在线性状态，故信号的放大处于线性放大状态，波形没有失真，小信号放大效果较好，而且调试比较简单。 它的缺点在于静态工作点较高，在没有信号时依然具有静态电流，所以它的效率不是很高。 题目要求效率 ≥40%，采用甲类功率放大器 能达到设计的要求，所以 本设计 采用此方案 电路如图 55 所示。 高频课程设计指导书 12 图 55 高频功率放大器 环形电感的设计 通常采用试绕法，具体的设计方法分两步： 第一步，在选好的磁环上，先试绕若干圈，设匝数为 N01 ，并测出其电感量 L01， 由此，计算出该线圈的结构系数 L0。 由公式 20L LN 得 线圈的结构系数 L0 010 201LL N 结构系数 L0 与 线圈的结构尺寸、磁芯的有效导磁率 i 有关。 第二步，在同样磁芯上得到的电感量 L 为 220 01201xxx NL L N LN 得相应的匝数为：0101xx LNNL 选用直径为φ 的漆包线，在线圈上绕制在 NXO20φ 10 6 5 上绕 Nx 匝，然后测得实际电感值，可适当调整到设计值，正确的绕法参见图 56。 图 56 环形电感 高频课程设计指导书 13 6 调频 接收机电路设计 低噪声前置放大器 的设计 n 级级联 网络 的总噪声系数为 2311 1 2 1 2 ( 1 )1 1 1F F F nFFP H P H P H P H P H P H nN N NNN A A A A A A          由此式可知，多级 网络 总的噪声系数主要取决于前面两级，而和后面各级的噪声系数几乎没有关系。 这是因为 AP 的乘积很大，后面各级的影响很小。 通常，要求第一级的 NF1要小而 APH1 要大。 美信公司的 MAX2650 低功耗低噪声甲类放大器，它的增益固定，不需要外围电路过多扩展，降低了噪声的引入途径和调试的难度。 MAX2650 用于从直流至 900MHz， 它有一个平坦的增益响应。 单 +5 V 供电。 MAX2650 的低噪声 系 数 （ 噪声 系 数 ） 和高驱动能 力 （输入、输出阻抗 50Ω）， 使它非常适合用于各种传输接收 、 缓冲应用。 该器件 采用内部偏置 ， 省去了外部偏置电阻或电感器。 典型的应用 ， 唯一需要的外部元件 就 是输入输出隔离电容。 MAX2650 的输入输出阻抗均为标准的 50Ω 纯电阻，外围不需要再另行做阻抗匹配，避免 了外加组件所引入的噪声和信号衰减，进一步降低了调试的难度。 但是该芯片对电源的纹波要求较高，纹波要尽可能的小，否则较大的电源纹波引入就能将衰减后的 uV 级小信号湮没，所以在电源供电上采用了 LC 滤波。 做好屏蔽和电源滤波后，降低了电源噪声的影响。 该前置放大能将信号 放大 7 倍左右（约 17dB），噪声影响降低，达到了小信号低噪放大的目的。 其电路图如图 61 所示。 图 61 MAX2650 低噪声放大器 高频课程设计指导书 14 输入输出 耦合 电容的选取 输入输出耦合电容 1C 、 2C 的取值 53 00 53 0。