高频变压器的建模与仿真_毕业论文定稿(编辑修改稿)

高频变压器的建模与仿真_毕业论文定稿(编辑修改稿)内容摘要：

,可将其拓扑分为以下几种形式:交交交变换器,交直交变换器和交直交直交双直流变换器。 最初的一台高频变压器是由美国电力科学研究院于 1995 年完成的实验样机,其拓扑如图 所示。 V mS 1S 2L 1C 0R图 buck 型交流变换器型高频变压器 该拓扑采用不隔离 buck 型变换器，图 中的开关为交替导通的双向流动开关。 该拓扑的特点是结构简单，但存在的不足是每个开关都承受原边电压和输出副边电流，使得开关的驱动、绝缘和控制都变得困难；同时，拓扑没有实现电气隔离，电路不能抑制输入的电流谐波和调整功率因数。 随后，美国得州大学 等人于 1999 年提出了原方调制、副方解调、中间通过高频变压器隔离的交交交高频变压器，其拓扑结构如图 所示。 负载U iABAS 1S 3S 1 `S 3 `S 4 S 2S 4 `S 2 `ABBAB图 交交交变换型高频变压器图 中开关均为双向开关管，以保证能量的双向流动。 该类变换器的优点是：能实现电压的基本变换，结构简单，体积和重量均大幅下降。 但该方案邵阳学院毕业设计（论文）12可控性不高，电压电流应力大，副方电压波形仅仅是对原方电压波形的还原，电压波形的还原还必须保证整流模块和逆变模块开关同步。 最具代表性的高频变压器为交直交直 交型双直流环拓扑，结构图如图 所示已介绍。 工频交流电通过三相 boost 变换器整流得到直流电,并经过 DC/DC 变换后通过三相逆变得到三相交流电。 该策略通过适当的控制不仅可以实现输入端的功率因数校正,还可以抑制谐波的双向流动。 但是,每个独立单元使用 20 只功率管,若采用多重化串联技术,则会造成电路成本升高,控制复杂,并且电路的故障点增多,从而导致系统的稳定性不高。 从总体上看,上述高频变压器的研究成果完成了输电网电压变换和电能传输的基本功能,能够抑制负载端和电网的电流谐波,同时实现了输出端电压的稳定。 但是,目前的高频变压器仍存在以下不足:(1)对于大功率三相整流装置,通常采用全解耦三相功率因数校正电路抑制电流谐波,其电路拓扑结构和控制策略过于复杂。 (2)由于开关损耗过大,开关频率受到限制。 (3)上述研究成果没有较好地解决多重化中的模块均压问题,当电网脉动或负载切换时会导致系统可靠性降低。 (4)输出的三相负载通常处于不平衡状态,这就要求输出具有共地端,即要求三相四线输出。 通常采用 2 个电容串联取其连接点作为三相输出的共地端,但存在直流利用率过低的缺点。 邵阳学院毕业设计（论文）133 高频变压器的电路结构及控制方式 高频变压器的基本结构综上文所述本文介绍输入极，隔离极与输出极连接起来如图 所示，即为本文中制作的高频变压器的总体电路结构。 该结构的优点为：原方输入电流的相位可调，可以运行于单位功率因数，且电流波形谐波较小，对电网污染不大；整个装置能够实现传统铁芯变压器的隔离原副方与电压等级变换的功能，容量一定时体积比传统变压器减小；当副方输出逆变器采用 SPWM 脉宽波控制时，可以通过调节调制比来稳定副方输出电压。 图 高频变压器的模型结构图高频变压器采用双直流结构其工作过程为：工频交流输入经三相全控整流器变换为直流，再通过一个单相全桥逆变电路被调制成为高频方波后加载至中间变压器；耦合到变压器二次侧后，高频方波被整流成直流电压，再逆变为所需的交流输出。 该设计结构采用整体变换结构，结构比较简明，功率器件相对较少；可以实现输入端功率因数校正，同时可以抑制谐波的双向流动。 输入级电路及控制方式高频变压器的整流电路为将系统交流电转换为直流，以便下一环节的高频C1C2L1 L2L3R2R1UiIi邵阳学院毕业设计（论文）14调制。 目前采用的常规整流环节多为二极管不控整流或者晶闸管相控整流电路，因而对电网注入了大量的谐波以及无功，造成了严重的电网“污染”。 而将PWM技术引入整流器的控制中，可以使得整流器电网侧电流正弦化，大大降低低次谐波，可控制功率因数为 0 至 1 之间任意值，并支持能量双向流动。 同时，和晶闸管相控整流器一样，其输出直流电压也可控。 PWM 整流器的结构在图 所示三相桥式 PWM 整流电路中，交流电源三相电压 、()saVt、 经电压 L 和线路电阻 R 接到三相全控桥式变换器。 ~ 为 6 个()sbVtsct 1T有反并联二极管的自关断器件。 输出端接大电容 C 及后级电路，直流侧电压为平稳的直流 ，三相桥式变换器交流输入端交流相电压为 、o ()iat、 ，电流为 、 、 ，如果交流电源电压为()iatiataibciwtVtvssin2)( ())120(bi)(ttssc式中 为交流电源相电压有效值。 sV图 三相桥式 PWM 整流电路则理想的交流——直流变换应该是 )sin(2)(wtItia 120b邵阳学院毕业设计（论文）15（） )120sin(2)( wtItic式中 是交流电源流入双向变换器的电流有效值。 是 滞后 的功率因sI sIsV数角。 理想的三相桥式变换器交流侧相电压应是： )sin(2)(wtVtvia （）120iib )()(ttiic式中 是三相桥式交流输入端相电压有效值，δ 是 落后 的相位落后角，iV sIsV各矢量关系如 图。 图 各矢量关系图电压、电流矢量关系为 ()SSSiVRIjX式中电感 L 的电抗 X=ωL，图中取横轴为 d 轴，纵轴为 q 轴。 变换器交流输入端电压矢量 的 d 轴分量 和 q 轴为分量 为i idiqV ()qsiid RIFKHOFcos ()diiq XIMNEVn如果忽略电阻 R，则 qsiidIVco ()无功电流 ()sin/)s(/)( isidsq IXXVI ()diiqn邵阳学院毕业设计（论文）16有功电流 XVIiiqdsn复数功率 的定义是：电压矢量 与电流共轭矢量 的乘积。 图 中，Ss sII （）qdsjIdqIj因此再利用（）式得到有功功率 P 和无功功率 Q： （）sdssiqsiP=3VIco=3V/Xn/ （）q coQin定义 是交流电源流入双向变换器的电流， 是 滞后 的功率因数角，sI sIsV图中矢量关系为 滞后于 的角度为 角，即 为正值，因而滞后的无功电流ss 为正值，滞后的无功功率 Q 为正值，表示电源输出落后于电压 的inqsI s电流 电源向变换器输出滞后的无功功率，若 超前 一个角度（ 在横轴上 sIs sI方） ，则 为负值，那时 为负值，Q 为负值，表示电源输入超前于电压 的qI sV电流，电源向变换器输出超前的无功功率，或交流电源从变换器处得到（输入）滞后的无功率。 当变换器交流输入端电压 滞后于 时，即滞后角 δ 为正值时，式iVs（） 、式（）的有功电流为正值，P 为正，表示交流电源输出有功功率，经 AC/DC 变换器输出直流电能给直流负载，变换器工作于整流状态；反之当变换器交流输入端电压 的相位超前 时，那时滞后角 δ 为负值， 为负值，i s dIP 为负，表示交流电源输入有功功率，即 AC/DC 变换器将直流电源电能变为交流电能反送给交流电源，变换器工作于逆变状态。 当电压 较大，以致 为负时，则 为负，Q 为负，即交流iV XVis/)co(qI电源向 AC/DC 变换器输出容性（超前）无功电流、无功功率、或交流电源从AC/DC 变换器输入感性（滞后）无功电流、无功功率。 当电压 较小， 时， 为正，Q 为正，即交流电源向 AC/DCicosisqI变换器输出感性（滞后）无功功率、无功功率，或交流电源从 AC/DC 变换器输入容性（超前）无功电流、无功功率。 因此，两个交流电源如图 中的和 ,它们之间的有功电流 、有功功率 P 总是从相位超前的电源流向相位sVi dI滞后的电源。 电压数值高的电源才有可能向电压低的电源输出滞后的感性无功电流 和感性无功功率 Q。 qI因此由式() 、式()、式()可知，控制 的大小和 相对于 的iV isV相位角 δ，即可控制 、 的大小和正、负值，控制 P 的大小和方向(正、负)。 dIq邵阳学院毕业设计（论文）17图 中在一定的负载阻抗情况下，输出直流电压 的大小取决于有功功oV率 P 与负载消耗的功率 之间的平稳关系，增大 P， 自然升高，反之， 降oP oV低，在一定的负载情况，保持 P 恒定， 随之恒定不变，调节 P 也就调节控制oV了输出电压。 oV综上所述，只要能对图 中的 AC/DC 变换器进行实时、适当的控制，能使变换器交流端的三相电压为互差 的正弦波，控制三相变换器交流侧电120压 的大小和相位，那么图 所示的变换器就是一个理想的 AC—DC 双向i功率变换器。 PWM 整流器控制整流电路可分为电压型和电流型两大类，目前研究和应用较多的是电压型PWM 整流电路。 单相全桥工作原理：按照正弦信号波和三角波相比较的方法对图 中的 进行 SPWM 控制，就可以在桥的交流输入端 AB 产生一个 SPWM 波1V4。 中含有和正弦信号波同频率且幅值成比例的基波分量，以及和三角波ABu载波有关的频率很高的谐波，而不含有低次谐波。 由于 的滤波作用， 脉动SLSi很小，可以忽略，所以当正弦信号波的频率和电源频率相同时， 也为与电源Si频率相同的正弦波。 在 一定的情况下， 的幅值和相位仅由 中基波分量suSi ABu的幅值及其与 的相位差来决定，改变 的幅值和相位，就可以使 和ABfus ABfuSi同相位、反相位， 比 超前 90176。 ,或使 与 的相位差为所需要的角度。 当s Sis Sis滞后的相角为 ，和完全同相位，电路工作在整流状态，且功率因数为 1，是PWM 整流电路最基本的工作状态。 图 单相全桥电路负载LsRsV1VD13ABV2 V4VD2D4VD3邵阳学院毕业设计（论文）18整流运行状态：当 0 时，由 、 、 、 和 、 、 、su2V4D1SL3V1D4分别组成了两个升压斩波电路。 以包含 的升压斩波电路为例，当 导通SL 2时， 通过 、 向 储能，当 关断时， 中储存的能量通过 、su2V4DSL2S 1向直流侧电容 C 充电。 当 0 时，由 、 、 、 和 、 、4 su132S4 分别组成了两个升压斩波电路，工作原理和 0 时类似。 3S su电压型 PWM 整流电路是升压型整流电路，其输出直流电压可以从交流电源电压峰值附近向高调节，使用时要注意电力半导体器件的保护；同时也要注意，向低调节就会使电路性能恶化，以至不能工作。 三相 PWM 整流电路是最基本的 PWM 整流电路之一，电路图如图 所示。 电路的工作原理也和前述的单相全桥电路相似，只是从单相扩展到三相。 对电路进行 SPWM 控制，在桥的交流输入端 A、B 和 C 可得到 SPWM 电压，对各相电压按相量图进行控制，就可以使各相电流 、 、 为正弦波且和电aibci压相位相同，功率因数近似为 1。 图 三相桥式 PWM 整流电路 PWM 整流电路的控制方式根据有没有引入电流反馈可以将这些控制方法分为两种，没有引入交流电流反馈的称为间接电流控制，引入交流电流反馈的称为直接电流控制。 间接电流 控制也称为相位和幅值控制，按整流运行的相量关系来控制整*du流桥交流输入端电压，使得输入电流和电压同相位，从而得到功率因数为 1 的控制效果。 控制系统的闭环是整流器直流侧电压控制环。 直接电流控制：通过运算求出交流输入电流指令值，再引入交流电流反馈，通过对交流电流的直接LRV1 VD1AV4 V6VD4D6VD3VD2VD5uaubuciaibic CBC udc3 5邵阳学院毕业设计（论文）19控制而使其跟踪指令电流值。 控制系统是一个双闭环控制系统，其外环是直流电压控制环，内环是交流电流控制环。 指令信号和实际交流电流信号比较后，通过滞环对器件进行控制，便可使实际交流输入电流跟踪指令值。 采用滞环电流比较的直接电流控制系统结构简单，电流响应速度快，控制运算中未使用电路参数，系统鲁棒性好，因而获得了较多的应用。 隔离级电路及控制方式 隔离环节的功能为将输入的直流电流转变为高频信号，经过高频变压器升压或者降压，并藕合到副方，在副方再将交流信号转换为直流电流输出。 在这里，高频变压器的作用有两个：一是实现原方系统和副方系统的隔离，二是实现电压等级变。