自感式差动传感器设计毕业论文(编辑修改稿)

自感式差动传感器设计毕业论文(编辑修改稿)内容摘要：

了广泛的应用。 差动式传感器与单线圈式传感器相比，具有以下优点： ； 度提高一倍，即衔铁位移相同时，输出信号大一倍； 、电源波动 、外间干扰、电磁吸力对传感器精度影响，能相互抵消而减少。 本设计中 传感器 的工作 原理 综合考虑仪器需要，本课题测量传感器采用自感式螺管型差动传感器。 自感式螺管型差动传感器结构图 [6]如图 22 所示。 12 图 22 螺管型差动传感器 由图可知，线圈中放入圆柱形衔铁，也是一个可变自感。 使衔铁上下位移，自感量将相应变化，这就构成螺管型传感器。 采用差动式结构，除了可以改善非线性、提高灵敏度之外，对电源电压、频率波动以及温度变化等外界影响也有补偿作用，从而可以提高测量精度。 单个线圈的电感为： l rNL 220 (21) 当进入线圈的铁芯长度为 cl ，则线圈的电感为： 22220 ])1([l rllrNL ccr   (22) 当铁芯长度增加 cl 时，则电感量的变化为： 2220 )1(l lrNL crc   (23) 式中 N — 单个线圈的匝数； 0 — 空气的磁导率； r— 线圈半径； l — 线圈长度； 13 cr — 铁芯半径； cl — 铁芯长度； r — 铁芯磁导率； cl — 铁芯长度变化量； 例如现有一单线圈 式 传感器与一差动式传感器，其各种情况均相同，线圈匝数 N =1000 ，线 圈半径 r = ， 线圈 长度 l =25mm ， 磁芯 半径cr =，铁芯长度 cl =25mm， cl =，这里的磁导率是指物质的磁导率与真空的磁导率的比值，故空气中的磁导率 0 可取值为 1，查表可得，铁芯磁导率 r =。 据条件可得，单线圈 式传感器 的输出为：  223433411 ( / ) ( / ) [ 1 /( 1 ) ]0 .1 12 5 1 ( 2 5 / 2 5 ) ( 2 .2 / 2 .0 ) [ 1 /( 0 .9 9 9 9 7 1 ) ]14 1 01 1 .2 1 3 .3 3 1 041 0 4 .0 0 2 1 01 4 .0 3 1 0cc c c rlLL l l l r r          而假如采用差动式传感器，则输出值为：  22343342 11 ( / ) ( / ) [ 1 /( 1 ) ]0 . 2 12 5 1 ( 2 5 / 2 5 ) ( 2 . 2 / 2 . 0 ) [ 1 /( 0 . 9 9 9 9 7 1 ) ]18 1 01 1 . 2 1 3 . 3 3 1 081 0 8 . 0 0 4 1 01 4 . 0 3 1 0cc c c rlLL l l l r r          由以上计算可以得出： (1) 差动式比单线圈式灵敏度提高了一倍； (2) 要提高灵敏度，应使线圈与铁芯尺寸比值 cll 和 crr 尽量小，但另一方面 cll 趋向于 1 时，传感器的非线性误差会增加 ； (3) 选用铁芯的导磁率 r 大的材料也可以提高灵敏度； (4) LL/ 与 cc ll / 成正比若被测量与 cl 成正比，则 L 与被测量也成正比。 但实际上，由于磁场强度分布的 不均匀性，输入量和输出量之间的关系是 14 非线性的。 电子柱量仪的测量原理就是利用位移量的变化与电感量的变化成正比来实现的。 在整个测量环节中，传感器的测量精度影响和决 定着整个仪器可实现的测量精度，而传感器输出信号的后续信号处理电路对整个仪器的精度影响不大。 因此，提高整个仪器的测量精度的关键是提高传感器的测量精度 [7]。 15 第 3章 系统 硬件 设计 硬件设计原则 要实现一台功能丰富、运行稳定、工作独立的量仪，首先要考虑的就是系统的硬件电路设计。 一个单片机应用系统的硬件电路设计包含有两部分内容，一部分是系统扩展，即单片机的功能单元；二是系统配置，即按照系统功能要求配置外围设备。 为了使硬件电路设计趋向合理，借鉴别人的成功经验，系统的电路设计中着重考虑到如下几个方面 [7]： 1． 尽可能选择典型电 路。 2． 设计时努力采用最新的一些技术。 3． 尽量选用功能强、集成度高的芯片，提高系统可靠性。 4． 注意选择通用性强、市场货源充足的元器件。 5． 系统的扩展及各功能模块的设计，留有适当的余地，以备将来修改、 扩展之需。 6． 硬件结构应结合应用软件方案一并考虑。 7． 整个系统的性能要尽量做到性能匹配。 8． 在电路设计时，充分考虑应用系统各部分的驱动能力。 9． 可靠性及抗干扰设计是硬件系统设计不可缺少的一部分。 硬件框架的设计 电子柱量仪的测量原理就是通过电感传感器将位移量转换为电感量的变化，测头与电感线圈内的磁芯相连。 当磁芯处于两线圈的中间 位置时，两线圈的电感量相等，电桥平衡。 当测头带动磁芯移动时，线圈的电感量产生变化，从而交流阻抗相应变化。 当振荡器供电的电桥失去平衡而输出一个交流 电压信号， 其幅值则正比与磁芯的位移。 将此点压信号 送入微处理器，经过微处理器处理后送显示器，并与用户的预先设定的值进行比较，超限报警，并对 数 据进行滤波、存储、显示， 使之 能与计算机进行通讯。 结构图如图 31 所示。 16 图 31 电子柱量仪硬件框架系统 硬件各模块的设计 传感器信号调理模块 自感式传感器电感量变换为电压信号的变换原理，如图 32 所示。 该信号调理模块，通过测 量电桥将电感量变化变换为电信号，最终输出正比于电感量变化的直流电压信号 [8]。 通过调整电路参数实现与电感传感器性能的最佳匹配。 电路中电源电压的大小和稳定性直接影响着传感器的灵敏度和精度。 17 图 32 传感器信号调理模块 差动交流放大器 本课题采用的放大器由 3 个运算放大 器 组成 数据放大器 ， 其原理图 如图33 所示。 图 33 放大电路原理图 A A A3 按理想放大器分析 ，由图可知， U3=U1， U4=U2，可求得 R2上的电流为： 221RUUI  (25) 进一步可 求得： 18 112 215 URR UUU  (26) 212 216 URR UUU  (27) 定义 21 UUU  ，则有： 1265 2 RR UUUU  (28) U5― U6为 后级的差分输入电压， 可求得输出电压为： 43210 )21( RRRRUU  (29) 在电路设计中一般令 R3=R4， 运算放大器的增益公式简化 ： )21( 210 RRUU  (210) 由式 210 可见，调节 R2 即可方便地调节电路增益。 可 证明，在前级 A1和 A2 参数匹配，即它们外部电路参数相同且其电气特性也相同的情况下，两个输入端的失调所导致的输出是互相抵消的。 由 A3 组成的后级是一个标准的差动放大器，其产生的输出误差失调 在 增益为 1 的情况下也是很小的。 因此，该数据放大器是一种高输入电阻、高共模抑制比、高增益的直接耦合放大器，具有差动输入、单端输出的特点，非常适合用于放大传感器输出的信号 [9]。 相敏整流器 本课题采用的是方波相敏 整流 电路，如图 34 所示 ： 19 图 34 相敏整流电路 图中 A1 为过零检测器， A2 和三极管构成了相敏整流器。 U0 为传感器输出信号， V2 为与振荡信号同相的方波信号。 其原理为：三极管工作于开关状态，振荡信号 Vosc 经过比较器产生同相的方波信号 V2，当 V2 为高电平时，三极管饱和导通， A2 同相输入端接地， U0 加到 A2 的反相输入端，放大器 A2 的放大倍数为 ― 1，输出信号 UI=― U0， 在 V2为低电平时，三极管截止， U0 同时加到放大器的同相和反相输入端，放大器 A2 的放大倍数为 +1，输出信号 UI= U0。 从而实现了对输入信号的整流过程，最后由滤波器将整流信号转换为直流信号。 其整流 波形如图 35 所示： 图 35 相敏 整流 波形图 相敏整流 可用来检测相位及幅值等。 该电路的信号输出幅值表示测量位移量的大小，信号的输出的正负，则实现了传感器衔铁位移大小和方向的判断。 由分析可知，在传感器衔铁移动方向相反时，差动电桥输出 U0 的方向是相反的，即相位差为 180176。 ，从 波形图 中可以看出：相敏整流电路输出 UI 的极性是对应于 U0的相位的，从而实现了衔铁移动方向的判别 [10]。 20 低通滤波器 通过滤波电路，将相敏整流后的信号转化为直流信号，以反映位移量的变化，而被滤除的高频信号为干扰信号、器件元件的噪声、以 及相敏整流信号的各种。 滤波器电路采用低通有源滤波器，如图 36 所示。 图 36 低通滤波器 电路 数据采集 模块 一个测量系统的数据采集和控制电路关键是微处理器以及 A/D 转换器的选择，以硬件电路设计简单、电路成本低、有益于软件设计为设计的总体原则。 综合性价比考虑，本设计最终选择的方案是： 采用内置 12 位 ADC 及DAC 及高精度电压基准的单片机。 因为这样能使系统连线大为减少，同时内置的 12 位 ADC、 DAC 使系统精度大为提高，这便大大简化了硬件电路的设计和程序的开发过程。 在项目开发的初期，必须做出单片机的最初选 择。 使用的硬件平台对后期的软件和硬件设计决策有相当大的影响，本课题选用 ADμC812 单片机。 ADμC812 中集成 8 通道 12 位单电源 ADC，是基于电容 DAC 的常规逐次逼近转换器原理组成的。 其模拟输入电压范围为 0VVREF，内部提供高精度、低漂移并经过工厂标准校准的 基准电压，同时也可由外部基准经 VREF驱动，可在 引脚电压范围内。 其框图如图 37 所示： 21 78C R E F外 部 参 考 源内 部 基 准A D C 0A D C 711 4A I NM U X采 样保 持1 2 位 A D转 换 和校 准 单 元控 制 器 图 37 使用片外基准电源 ADC 原理 采用单片机内部的内置 A/D 实现数据采集，在简 化硬件电路， AD 控制及软件编程方面有自己独特的优势。 但这样相应的牺牲了系统的灵活性，外部的输入信号必须为单极性正电源输入，范围在 0VREF之间， AD 转换输出数据才是有意义的，而基准源电压范围为 ，可见输入信号的范围较小。 在本课题中采用 3V 外部基准参考源，此时 12 位 A/D 采样值的 1LSB 的变化代表的输入电压的变换量为 3V/4096=732μV，可以发现，整个电路的设计特别模拟输入电路是要充分考虑到系统的稳定性和抗干扰性，否则很难达到系统的精度要求。 本仪器设计的模拟量输入通道共有四路，它们的 电路结构和功能完全一致，以一个通道为例说明其电路构成。 输入通道电路原理如图 38 所示。 22 图 38 模拟 输入通道电路 由图可知，该电路包括输入级运放、 RC 滤波、保护限压三部分组成。 由于 A/D 转换器存在直流漏电流，如果电路信号源阻抗太大，就会产生明显误差，由数据手册可知 ADμC812 模拟输入最大有 10μA 的漏电流，即10IA ，源阻抗为 61Ω， 为基准源时，误差电压有： 1 0 6 1 6 1 0U I R A V         2 .51 6 1 04096LS B V V 1U LSB  可知该误差刚好对应 A/D 的 1LSB 误差，输入运算放大器的接入有利于降低输入信号的输入阻抗，从而降低测量误差。 RC 电路有利于滤除一些高频率噪声，看似是滤波器电路，但实际上其截止频率远在 AD 采样的奈奎斯特频率之上，其主要功能是保证抑制 ADC 输入在切换通道时的冲击，由于在选择新通道时，来自转换器内部的 2pF 取样电容器的驻留电荷会产生瞬间冲击，在保持之前，信号源必须消除这种瞬时冲击，可以通过在软件中加入延时来稳定信号，或者通过硬件 方法，即采用快速运放来稳定信号。 本课题中采用加入电容器的方法，即不增加软件负担，又不需要高成本的快速运放，就可实现信号的稳定。 由于 电容是 2pF 的4096 倍以上。 当来自先前通道的 2pF 电荷被投放到它的时候， 电容器上的电压变化不到 12 位分辨率的最低有效位 (1LSB，即 FS/4096)。 图中肖特基二极管是为了限制输入引脚电压，由于对 ADμC812 安全输入 23 电压范围为 0V。