背靠背变换器的仿真研究毕业论文(编辑修改稿)

背靠背变换器的仿真研究毕业论文(编辑修改稿)内容摘要：

独立完成 [15]。 背靠背 VSC的数学模型 数学建模的目的是能够正确反映被控对象的动态特性，为被控对象控制器的设计提供依据。 因此，双 PWM变流器的 数学模型是研究其实现多种控制功能的基础。 由图 11可知，背靠背 VSC是对称拓扑结构，其三相对称系统数学模型可用如下基于 dq同步旋转坐标系下的动态微分方程组描述 [16] 赵良辰：背靠背变换器的仿真研究 10 )82(2222222211111111 LmuLmuViiLRLRiidtdLmuLEmuiiLRLRiidtdqdcddcsdqdqdqdcsdddcqdqd 其中，直流侧电压变化方程为： )92(22221111  C imimC imimdtdu qqddqqdddc 式中： ω ω2 分别为交流系统相电压角频率； id id iq iq2 分别为VSC 交流侧输出电流矢量的 d、 q 轴 分量； Esd、 Vsd、 Esq、 Vsq 分别为 VSC 交流侧并联系统电压矢量的 d、 q 轴分量； md md mq mq2 分别为 VSC1 和 VSC2 调制开关函数的 d、 q 轴分量； Udc 为直流侧母线电压。 三相对称系统中，忽略交流线路损耗与开关损耗，则流入 VSC1和流出 VSC2的有功功率和无功功率分别为： )102(220222110111dsdcdcdsdcqsdcdcdsdciVpiuiVpiEqiuiEp 式中： i0 i02为 VSC VSC2的直流侧电流。 西安理工大学本科生毕业设计（论文） 11 第 3章 背靠背 VSC的控制器设计 本 章首先对背靠背 VSC系统的功率交换进行了分析，将有功功率和无功功率的控制转化为对有功电流和无功电流的控制，控制系统的设计采用双闭环控制结构，内环电流控制器采用电流反馈和电压前馈的解耦控制策略，实现电流的快速跟踪，外环控制器用于确定电流参考值。 基于系统传递函数，采用极点配置的 PI参数设计方法，将系统的期望性能指标与 PI参数建立起直接清晰的函数关系。 背靠背 VSC的上层控制策略 背靠背 VSC用于交流系统互联时，其目的是实现有功功率与无功功率的单独控制。 根据式（ 210），稳态情况下 Esd、 Vsd均为常 数，所以，分别控制 idiq1即可控制交流系统 1的有功、无功功率交换；同理可得到交流系统 2相同的结论。 为了确保安全运行，背靠背系统应维持直流侧电压稳定于其额定值附近。 由式（ 29）（ 210）可得，此约束条件即可得到背靠背交流系统之间的有功功率交换必须维持平衡。 而由于两侧交流系统间无功功率交换无需直流侧电容参与，因此相互独立。 因此，背靠背 VSC通常情况下采取一侧为定直流电压和无功功率控制，另一侧为有功功率和无功功率控制的控制策略。 而背靠背 VSC与两侧交流系统间的功率交换控制问题转换为对其 dq轴电流参 考值的跟踪问题。 背靠背 VSC的控制器设计 背靠背 VSC的控制系统包括控制器和调制器两部分，控制器用于获取变换器输出的电压指令，而调制器则以此电压指令为调制波，采取SPWM调制，获得相应的脉宽调制信号，从而使变换器输出的电压电流赵良辰：背靠背变换器的仿真研究 12 能够接近所给定的电压指令，从而对两侧交流系统的有功、无功功率进行控制。 而由于 PWM技术发展已非常成熟，所以将不再进行介绍，主要进行控制器部分的设计说明。 下面将通过分析背靠背 VSC系统在 dq轴坐标系下的数学模型，对电网电流 d轴与 q轴分量进行解耦控制，设计出电流内环与电压外环的双闭环控制器，建立各个环节的传递函数，控制器的性能指标与 PI参数之间建立直接的量化关系。 本文中， VSC1采用定直流电压与无功功率控制， VSC2采用有功功率与无功功率控制。 下面先讨论 VSC1的控制器设计。 内环电流控制器 参照四象限变流器状态方程，我们可以得到如下的 VSC1电压方程： )13(11111111qsqdqqdsdqddVELiRidtdiLVELiRidtdiL 其中 Vd Vq1分别为 VSC1交流输出电压的 d轴分量与 q轴分量。 由上式可知， d、 q轴电流除了受到控制量 Vd Vq1影响外，还受到电流交叉耦合项 ωLid ωLiq1与电网电压 Esd、 Esq的影响。 因此，对 id iq1进行解耦控制，将是内环电流控制器的核心。 在这里，我们将采取前馈解耦控制，以消除电流交叉耦合以及电网电压扰动的影响。 可以得到控制量 Vd Vq1为 )23()()()()(1112112111111111    sqdqr e fqiqr e fqpqsdqdr e fdidr e fdpd EudtiikiikV EudtiikiikV 式中的 id1ref、 iq1ref分别为 VSC1侧有功电流 id1和无功电流 iq1的参考值。  1111ddqq Liu Liu  西安理工大学本科生毕业设计（论文） 13 将式（ 32）代入（ 31）中可得：    )33()()(1111211211111111 qqqr e fqiqr e fqpdddr e fdidr e fdpRidtdiLdtiikiikRidtdiLdtiikiik 由式（ 33）可以看出，引入电流状态反馈与电网电压前馈后，只要通过调节 PI调节器参数，即可使 Vd Vq1分别跟踪其参考值，进而产生控制目标对应的 d、 q轴电流，并且实现了 d、 q轴电流的解耦控制。 电流内环控制的原理如图 31所示。 P ISPWMP Iω Lω Lid*+ide dus d*++θiq*= 0 +iq++us q* eq= 0 图 31 内环电流控制器 由于 d、 q 轴电流具有类似的控制对象，因此控制结构与参数也应基本相同，下面以 d 轴为例进行控制器设计。 考虑数字化控制往往具有一个控制周期的延迟以及 PWM 装置的延迟时间，在控制器的设计中加入了电流信号采样延迟环节和 PWM 装置的延迟环节， PWM 装置的延迟时间 T≤Tc（ PWM 开关周期），一般取 T=，由于变流器的控制中， Tc 一般很小，时间常数很小的延迟环节可近似为一阶惯性环节。 内环电流控制器传递函数等值框图如图 32 所示。 11sT c skk ip 11  1 sT c RLs 1+id 1id 1 r e f 图 32 内环电流控制器传递函数等值框图 赵良辰：背靠背变换器的仿真研究 14 将电流信号采样 延迟环节和 PWM 装置延迟环节合并，由于开关频率一般较高，合并后分母 s2项系数远小于 s 项系数，可将 s2项忽略，简化为一阶惯性环节： 1/（ +1） , Tc为开关周期。 简化后的内环电流控制器传递函数等值框图如图 33 所示。 skk ip 11  RLs 1+id 1id 1 r e f 1 sTc 图 33 简化后内环电流控制器传递函数等值框图 开环传递函数为：     )43(1111111  sRLRsTsTsTksGcpi 其中111ipkkT 可以看出，内环电流控制 系统为一个具有零点的三阶系统，其性能很难分析，参数设计也较复杂，而且由于电流内环要求具有快速的跟随性能，因此需对其进行降阶处理。 为此，令 T1=L/R，即用 PI 控制器的零点和电流控制对象传递函数的极点对消，校正后的闭环传递函数为：   )53(2323232222121nnncpccpssLTksTsLTks  式中：16 pckTL ， LTkcpn 32 1 内环电流控制器为典型二阶系统，其 PI参数可根据所需动态性能指西安理工大学本科生毕业设计（论文） 15 标选取。 可以看出， L值越大， Tc越小，超调量越小；而 Tc越小，调整时间越短。 工程上常取最佳阻尼系数  作为系统设计的依据[29]，此时有 )63(3,33 1 1111  cpiccp TRTkkTLTRTk 式中： Tc为控制周期。 上式即为内环电流控制器 PI参数的计算公式。 直流电压控制器 忽略线路损耗和变流器开关损耗，有 )73(011111  iuiViEp dcdddsd 式中 p1为交流系统 1发出的有功功率。 可得： )83(c o s1111101  dddcd imiuVi  式中 m1为 VSC1 调制比（ VSC1 交流侧输出基波相电压幅值与直流侧电压之比）， δ1为 VSC1 交流侧输出基波相电压与交流系统 1相电压的相位差。 考虑外环电压信号采样延迟，直流电压控制环节可采用如下控制规律：   )93(1   dcd c r e fvivpr e fd uuskki 则直流电压控制器传递函数等值框图如图 34 所示。 + 11sTc 131 sTcskk vivp  i d 1 r e f i d 1 11 c o s m +i0 1i0 2sC1ud c r e fud c 图 34 直流电压控制器传递函数等值框图 赵良辰：背靠背变换器的仿真研究 16 由于 m1c。