一种基于带状线馈电vivaldi天线的低剖面设计(编辑修改稿)

一种基于带状线馈电vivaldi天线的低剖面设计(编辑修改稿)内容摘要：

Sloan 等人提出了将微带线及槽线末端均改为扇形截线的巴伦，实验数据表明，该结构具有良好的能量传输特性 ,在有效地增加了天线 带宽 的同时 ， 也 对天线的辐射特性也起到了良好的改善作用。 9 带状线馈电 Vivaldi 天线设计 本文在 章节的理论基础上，设计了 一 覆盖频段为 15GHz~25GHz、带状 槽线馈电方式的 Vivaldi 天线。 带状线馈电 Vivaldi 天线除特性阻抗等参数与两层 Vivaldi 天线的微带线不一样之外，其余均一致。 图 Vivaldi天线结构及参数 如图 所示为所设计带状线馈电 Vivaldi 天线的结构图， 该 天线的结构参数较多，具体列表如下： 表 Vivaldi天线参数表 变量 参数（ mm） 备注 L 25 渐变槽线沿 y 方向长度 width_ slot 槽线宽度 w2 微带线宽度 H 13 渐变槽线最大开口宽度 length_ slot 5 平行槽线沿 y 方向长度 R_ circle 槽线圆形短截线半径 R_ arc 馈电片扇形短截线半径 s_ h 介质板厚度 10 本设计中，选用 了一种 介电常数为 ，厚度为 的介质基板，不同介质材料及厚度的介质基板对于相同尺寸天线的性能也是不同的。 此外，本带状线 槽线 Vivaldi 天线在蚀刻槽线部分选取了指数规律渐变槽线，指数渐变线满足方程： ce yc u rv ercx 2*_*1  （ 2_6） ee xxc yy c u r v erc u r v er 12 *_*_ 121  （ 2_7） e yc u rv ere yc u rv er e yc u rv erxe yc u rv erxc 1*_2*_ 1*_*22*_*12  （ 2_8） 式中， (x1,y1)、 (x2,y2)分别为指数规律渐变槽线的起始和终止点坐标， r_curve为曲线渐变率，其大小表征了曲线的弯曲程度，取值范围为 0~1。 当 r_curve=0 时，渐变槽线 将会变 为 以 (x1,y1)和 (x2,y2)两点 为端点的一条线段 ，此时天线变为线性渐变缝隙天线 (Linear Tapered Slot Antenna , LTSA)。 在 y 较小时，电磁能量将被束缚在带状线馈电三层 Vivaldi 天线的上下导体之间；当 y 较大时，指数规律渐变槽线的截断处使电磁能量辐射至自由空间。 天线低频端的 L （截止波长）设定为槽线宽度的两倍，而高频端的性能由槽线最窄处宽度决定。 仿真结果和分析 本节给出了所设 计带状线馈电 Vivaldi天线在三维电磁仿真 HFSS软件中的设计效果图及部分仿真结果图。 图 设计效果图 11 图 回波损耗曲线 图 扫描频点： 25GHz 图 扫描频点： 18GHz 12 图 扫描频 点： 12GHz 整理数据如下： 表 Vivaldi天线仿真数据 扫描 频点 H 面半功率 点覆盖角度 H 面半功率 主瓣宽度 E 面半功率 点覆盖角度 E 面半功率 主瓣宽度 主瓣 增益 25GHz 58~122 64 69~110 51 18GHz 43~137 94 60~121 61 12GHz 61~119 58 44~136 92 从 Vivaldi 天线的回波损耗仿真结果来看，各频点 S11 10dB 的阻抗带宽为~，频宽为 ，因此该天线具有良好的宽带匹配特性；从方向图各频点仿真结果来看，扫频 25GHz 时，天线 H 面半功率主瓣宽度为：64176。 ， E 面半功率主瓣宽度为： 51176。 ，主瓣增益为： ；而在扫频为 12GHz 时，天线 H 面半功率主瓣宽度为： 58176。 ， E 面半功率主瓣宽度为： 92176。 ，主瓣增益为：。 即所设计 Vivaldi 的主瓣宽度在低频段变宽、主瓣增益在低频段下降较快，这是因为作为端射式行波天线的一种， Vivaldi 天线的方向性系数及波束宽度与渐变槽线的长度密切相关。 本章小结 本章首先介绍了设计带状线馈电 Vivaldi 天线所需掌握的 Vivaldi 天线原理 比例变换原理、 Vivaldi 天线辐射原理、 Vivaldi 天线的电流结构以及 Vivaldi 天线的馈电结构。 其次给出了设计的带状线馈电 Vivaldi 天线的结构及优化后的各参数。 最后运用 高频结构仿真器 对设计天线进行仿真，通过仿真结果对设计天线进行分析，并指出了设计天线有待改进的地方。 13 3 基于带状线馈电 Vivaldi 天线的低剖面设计 引言 自 1979 年 Vivaldi 天线被首次提出起， Vivaldi 天线已发展了 30 多年。 随着通信、雷达技术的发展， Vivaldi 天线技术也不知不觉中得到了迅速的发展。 近年来，伴随着新型智能天线通信的问世，对 Vivaldi 天线提出的要求也越来越多。 近年来，通过大量研究者的不懈努力，具备不同优良性能的改进型 Vivaldi 天线被相继提出，如：在天线结构上， S. Sugawara 等人 提出了一种能够有效改善口面方向性的波纹边缘结构的新型 Vivaldi 天线，在该种结构的基础上，学者们再次做了进一步的研究先后提出了梳状结构、棕榈树结构等性能更好的天线结构。 这些设计在原理上是一致的，即是通过延长表面电流的 路径，进而增加 Vivaldi 天线的等效电长度，从而改善天线 性能或者实现天线的低剖面设计。 2020 年 2 月， Daniel H . Schaubert 和 Sreenivas Kasturi 提出提高介质板介电常数能够有效增大天线带宽的思路。 研究表明，介质板介电常数的增大在使高频端的平均阻抗下降的同时，也有效地使低频端的电抗，并使其保持在较低的水平上，即降低了天线的输入阻抗，更有利于天线的匹配。 然而高介电常数的介质基板也会相应增大介质损耗，减小天线的辐射效率、降低天线的增益以及可能会激发表面波，致使波形和带宽可能 会受到不良的影响。 目前实现微带线馈电 Vivaldi 天线低剖面的有效方法大致可以分为以下几类： 1. 增大介电常数； 2. 通过表面开槽的形式； 3. 短路加载； 4. 加载辐射贴片、有源网络； 5. 采用左手介质或电磁带隙结构。 本章主要通过表面开槽的形式探索实现带状线馈电 Vivaldi 天线低剖面的实现方法。 14 介质基板上加金属周期凹槽 在本设计，选用在介质基板前方加载金属周期凹槽的方法尝试有效地抑制带状线馈电 Vivaldi 天线的副瓣，减小 Vivaldi 天线的后向散射，从而使得天线波束宽度变窄、主瓣增益有所增加，进而实现 低剖面设计。 通过参考文献 ]20[ 和参考文献 ]21[ 可知，当金属周期凹槽深度在 0 d 4/ 范围内时，金属凹槽结构为感性，此时支持表面波传播，但传播速度取决于金属周期凹槽的深度；当金属周期凹槽深度在 2/4/  d 范围内时，金属凹槽结构为容性，此时表面波不能进行传播，理论上应迅速衰减；当金属周期凹槽深度 4/d 时，也能够有效阻止表面波的传播；当2/d 时，以上两种现象交替出现。 总之，介质基板加金属周期凹槽结构理论上是能够有效地将表面波限制在周期凹槽内部，从而降低边缘绕射现象的。 图 设计效果图 如图给出了所设计带状线馈电 Vivaldi 天线介质基板加周期凹槽结构在三维电磁仿真 HFSS 软件中的设计效果图。 此处周期金属凹槽的金属片厚度选为。 仿真结果如下： 15 图 回波损耗曲线 图 扫描频点： 25GHz 图 扫描频点： 18GHz 16 图 扫描频点： 12GHz 整理数据如下： 表 介质基板加周期凹槽仿真数据 扫描 频点 H 面半功率 点覆盖角度 H 面半功率 主瓣宽度 E 面半功率 点覆盖角度 E 面半功率 主瓣宽度 主瓣 增益 25GHz 58~122 64 70~110 40 18GHz 42~137 95 60~121 61 12GHz 61~119 58 47~133 86 由仿真回波损耗曲线可知：该种介质基板加金属周期凹槽改进结构的覆盖频段为： ~，带宽为：。 与上一章所设计的传统带状线馈电 Vivaldi天线相比 （ ~） ，整个覆盖频段往低频段扩展，带宽有所变大；而有 HFSS 仿真方向图可知：相比于所设计的传统带状线馈电 Vivaldi 天线而言，天线在 25GHz 时， E 面半功率主瓣宽度略有变宽，主瓣增益有所增大，但效果不是很明显；在 18GHz 时，天线性能几近相同；在 12GHz 时， E 面半功率宽度略有变窄，主瓣增益同样有所增大，但效果不明显。 总之，采用介质基板加金属周期凹槽的方法能够稍微改善天线的性能，但改善的效果甚微，故很难运用该种方法实现低剖面的设计。 带状线金属板侧边开周期栅栏 由传统带状线馈电 Vivaldi 天线结构分析可知，电磁能量在由槽线起始端向槽线截止端行进途中主要集中在中间指数型槽线附近，而在槽线宽度处所分布的电磁 能量较少，这样会导致副瓣辐射的增加。 因而，为了实现抑制副瓣电平，增大主瓣增益，本节中设计了一种在金属贴片侧边开横向周期栅栏的方法改变天线表面电流的分布。 该结构能够使电磁能量集中于辐射臂的内侧，并且在一定程度上改变了电流的走向，使其在主瓣辐射方向上得到加强，从而期望改善天线的辐射特性。 同时，1。