buck-boost变换器本科毕业设计论文(编辑修改稿)

buck-boost变换器本科毕业设计论文(编辑修改稿)内容摘要：

路的元件由开关管 、 二极管 、 电感 、 电容等构成 ， 输出电压的极性与输入电压相反。 BuckBoost 变换器有电感电流连续和断续两种工作方式。 inVQDfL fC R 图 21 Buckboost电路 的基本 结构 电感电流连续时的工作原理和基本关系 工作原理 （ 1）开关模态 1[0， onT ] 在 t=0 时，开关管 Q 导通，电源电压 inV 全部加到电感 L 上，电感电流 Lfi 线性增长，二极管 D 截止，负载由滤波电容 C 供电。 inLff VdtdiL  （ 21） 当 onTt 时， Lfi 达到最大值 maxLfi。 在 Q 导通期间， Lfi 的增长量 Lfi 为：   syfinonfinLf TDLVTLVi   （ 22） （ 2）开关模态 2[ onT ， sT ] 在 onTt 时， Q 关断， Lfi 通过二极管 D 续流，电感 fL 的储能向负载和电容 fC转移。 此时加在 fL 上的电压为 oV ， fL 线性减小。 本科毕业设计（论文） 7 oLff VdtdiL  （ 23） 当 sTt 时， Lfi 达到最小值 minLfi。 在 Q 截止期间， Lfi 的增减小量 Lfi 为：       syfinonsfinLf TDLVTTLVi   1 （ 24） inV fL fCR 图 Q导通 时等效电路 inV DfL fCR 图 Q关断 时等效电路 基本关系 稳态工作时， Q 导通期间电感电流的增长量 Lfi 等于它在 Q 截止期间的减小量 Lfi。 那么由公式 （ 22） 和 （ 24） ，可以得到： yyino DDVV 1 （ 25） 若不计损耗，则有： yyino DDII 1 (26) 开关管 Q 截止时，加在其上的电压 QV 为： yoyinoinQ DVDVVVV  1 （ 27） 开关管 Q 导通时，加在二极管 D 上的电压 DV 为： 本科毕业设计（论文） 8 yoyinoinD DVDVVVV  1 （ 28） 电感电流的平均值 Lfi 为： yoyinLf DIDII  1 （ 29） 流过开关管 Q 的平均电流是输入电流 inI ，有效值为：    2202 311LfLfyLfT QsQ r m s IiDIdtiTI s （ 210） 流过二极管 D 的平均电流是输出电流 oI ，有效值为：      220 2 3111LfLfyLfT DsD r m s IiDIdtiTI s (211) 流过电感 fL 的平均电流 LfI 有效值为： 2202 311LfLfLfT LfsL r m s IiIdtiTI s  (212) 开关管 Q 和二极管 D 的电流最大值为：  ysfoyoL r m sD r m sQ r m s DfLVDIIII  121 (213) 输出电压纹波 oV 为： osf yo IfCDV  (214) 电感电流断续时的工作原理和基本关系： 工作原理 （ 1）开关模态 1[0， onT ] 在 t=0 时，开关管 Q 导通，电源电压 inV 全部加到电感 L 上，电感电流 Lfi 线性增长，二极管 D 截止，负载由滤波电容 C 供电。 inLff VdtdiL  （ 215） 当 onTt 时， Lfi 达到最大值 maxLfi。 在 Q 导通期间， Lfi 的增长量 Lfi 为： 本科毕业设计（论文） 9   syfinonfinLf TDLVTLVi   （ 216） （ 2）开关模态 2[ onT ， disT ] 在 onTt 时， Q 关断， Lfi 通过二极管 D 续流，电感 fL 的储能向负载和电容 fC转移。 此时加在 fL 上的电压为 oV ， fL 线性减小。 oLff VdtdiL  （ 217） 当 disTt 时， Lfi 下降到 0， Lfi 的增减小量 Lfi 为：     syfoond isfoLfLf TDLVTTLVIi   m a x （ 218） 式中  sondisy T TTD  （ 3）开关模态 3[ disT ， sT ] 在此期间， Q 和 D 均截止， Lfi 为零，负载由输出滤波电容供电。 inVQDfL fCR 图 Q关断时电感电流降到 0 基本关系 稳态工作时， Q 导通期间电感电流的增长量 Lfi 等于它在 Q 截止期间的减小量 Lfi。 那么由公式 和 ，可以得到： yyino DDVV  （ 219） 若不计损耗，则有： yyino DDII  (220) 本科毕业设计（论文） 10 变换器输出电流 oI 可表示为： osfyinyLfo VfL DVDII 221 22m a x  (221) 开关管 Q 和二极管 D 的电流最大值为： sfosfoosfyinD r m sQ r m s fL PfL IVfL DVII 22  (222) 此公式表明功率器件的最大电流在电感电流断续工作时仅由输出功率 oP 确定。 电感电流连续时的稳 态分析 iV 1V 1VD1L 1C LRoV 图 buckboost电路 升降压型（ buckboost）电路又称为串、并联开关变换器电路 , 如图 1所示 .由IGBT( 1V ) 、二极管 ( 1VD )、储能电感 ( 1L )和滤波电容 )(1C 组成。 IGBT以几十到几百kHZ的频率工作。 在 ont 期间 1V 导通 , oft 期间 1V 关断 , 工作周期为 offon ttT  , 工作频率为 Tf 1。 当 1V 导通时 , 电感 1L 储能 , 1L 上的电压上正下负 , 约等于输人电压iV。 此时二极管 1VD 反向截止 , 1C 向负载供能；当 1V 截止时 , 由于电感 1L 上的电流不能突变 , 1L 中的感应电势极性为上负下正 , 当电感 1L 上的电压超过输出电压 oV 时 , 1VD 导通向电容充电同时向负载提供能量。 根据公式 dtdiLV lL ， 当电源进人稳态 ， 且 1V 导通期间 ， 电感 1L 中的电流以1LVi的速率上升 ， ont 时刻 1L 中的电流增量为：     oniL tLVI  （ 223） 在 1V 截止期间 , 1L 上的电流以1LVo 的速率线性下降 , 到 oft 时刻 1L 中的电流减量本科毕业设计（论文） 11 为：     offoL tLVI  （ 224） 一个周期中电流的增量应等于电流的减量即有（ 225）式     LLL III  （ 225） 由（ 223） （ 225）式可得式（ 226） DDVtT tVV iononio  1 (226) 式中 TtD on 为占空比，从（ 226）式中可见，改变占空比可以改变电源的输出电压，当 D 时， io VV ； D 时， io VV ； D 时， io VV ； 因此 ， 从该电路可以得到变化范围较大的输出电压。 本科毕业设计（论文） 12 第 3 章 主电路参数设计 电路设计要求：输入直流电压 10V，输出直流电压 15V，输出功率 5w，输出纹波电压小于输出电压的 10%。 电感计算 offt ontLI LI LI m a xLI m inLI 图 电感电流 在 ont 期间 , IGBT导通 , 1VD 截止 , 1L 储能；在 oft 期间 , IGBT 截止 , 电感向负载及电容释放能量。 流经电感的电流波形如图 2所示电感电流中的纹波电流 LI 如式所示 : m inm a x LLL III  在电流连续的情况下 ,当 minLI 的值等于零时 , 电感电流的纹波 LI 值最大。 设电感中允许的最大电流为 maxLI , 则电感值可用下式求取：  oiL oiL oni VVfI VVI tVL  m a xm a x 由额定输出电流 AVPI oo ,按照输出纹波电流为输出电流的 10%计算，则 AI L % a x  并且限定开关频率 kHZf 20 ，则     mHVVfI VVL oiL oi 1510 3m a x   电感体积可以通过体积系数 2peakLI 来表示。 交替工作方式下电感电流纹波很大，电感器的磁芯处于双向磁化状态，磁滞回线交替 变化，磁芯损耗较大；在高频本科毕业设计（论文） 13 时，因磁滞损耗更大，应选用磁滞回线窄并且电阻率大的磁芯。 在同样的纹波频率下，电感磁芯材料对磁芯功率损耗影响很大。 考虑到工作频率在 20kHz，电感工作于小功率场合，选择磁芯材料为纳米晶合金。 其优点在于：高的饱和磁通密度（ 左右）提供了更高的能量存储能力和更小的电感体积；高饱和磁通密度能够避免在大的电流尖峰可能出现的瞬间或者启动时磁芯饱和；更重要的是，能减少气隙长度和相关的气隙损耗；在高温工作时具有更高的性能稳定性。 图 32 纳米晶电感 图 33 UU 型磁芯的示意图 目前的磁芯形状中 EE、 EC、 ETD、 LP 磁芯都是 E 型磁芯，有较大的窗口面积，窗口宽而且高度低，漏磁及线圈层数少，高频交流电阻小。 开放式的窗口没有出线问题，线圈与外界空气接触面大，有利于空气流通，散热方便，可以处理大功率，但电磁干扰大。 UI 型和 UU 型主要用在高压和大功率的水平，很少用在 1kW 以下。 它们比 EE 型有更大的窗口，可以用更粗的导线和更多的匝数。 但磁路长度大，比EE 型有更大的漏感，选定 UU 型磁芯。 本科毕业设计（论文） 14 依据电感设计的 AP 法，选用浙江鸿磁科技有限公司的 HC128 纳 米晶磁芯，经过电感程序计算采用 24 匝铜箔绕制。 HC128 的相关数据如表 31 所示 表 31 HC128 的相关数据 磁芯尺寸 (mm) 有效截面积 (mm2) 有效磁路长 度。