24v5a半桥式直流开关电源设计_课程设计报告(编辑修改稿)

24v5a半桥式直流开关电源设计_课程设计报告(编辑修改稿)内容摘要：

极管最大反向电压 Urm = U2 = 在考虑安全裕量的情况下，二极管额定电压  rmN UU )3~2( ～ 二极管额定电流 )2~( vdN II ～ 根据以上数据，选用 1N4004/A 型号的整流二极管，最高反向工作电压为400V，额定工作电流为。 滤波电容计算 因为桥式电路整流后的电压是脉动电压，需要滤波。 根据 UO = U2，可知电容 C 的取值满足2)5~3( TCR L ，IUOOL = 150 滤波电容的容量为 RLTC 2)5~3( 200～ 333F 4 变压器副边电压有效值为 UU O = 电容的耐压值为 UU 2211 根据以上数据，实际选取容量为 300F，耐压为 25V 的电容作为输入滤波电容。 DC/DC 变换器设计 DC/DC 变换器总体概述 开关电源是用 PWM DC/DC 变换器作为开关 调节器的，因此 PWM DC/DC 变换器是开关电源的主要组成部分，是开关电源的控制与功率转换核心。 PWM DC/DC 变换器，它是由功率半导体器件（开关管和二极管）和储能元件（电感或电容）组成的，通过对其中开关管的 PWM 通断控制，讲一种数值的直流电压，转换成所需要的另一种数值的直流电压，并控制输入直流电源与负载之间的功率流动，把具有这种功能的转换器叫做 PWM DC/DC 转换器。 PWM DC/DC 转换器的组成有两种方式：一种是由两级转换电路组成的 DC/AC/DC 转换器，迁移级逆变，实现 DC/AC 转换，后一级为整 流，实现 AC/DC 转换。 另一种是由开关管和二极管开关组合成 PWM开关，将输入直流电压经过斩波、滤波后，转换成另一种数值的直流电压输出。 由于本次设计要求 DC/DC 变换器为半桥，所以属于隔离型电路。 半桥式 PWM DC/DC 变换器，是由半桥式逆变器、高频变压器、输出整流器和直流滤波器组成，因此属于直流 交流 直流转换器。 半桥式 DC/DC 典型电路如下 上图为输出是全波整流电路的半桥式 PWM DC/DC 转换器的主电路，此电路实 5 际上是两个正激式 PWM DC/DC 转换器的组合，每个正激式转换器的输 入电压为Ui21，输出电压为 o。 变压器初级绕组的匝数为W1，两个次级绕组的匝数相等，即W21 = 22 = 2，变压器初次级绕组的匝数比 K = W21。 PWM DC/DC 变换器的工作原理 当开关管V1导通时，变压器初级绕组上的电压为Uu iAB 21，绕组感应电动势端为正极性，故整流二极管 R1导通，DR2反偏置截止，输出滤波电感电流iLf增加。 在Tont时刻开关管V1关断，由于电流iLf继续按照原来的方向流动，故次级绕组 21和初级绕组 1中的电流也仍然按照原来的方向流动，电流 ii DRS 11从W21的“ *”端流出，电流iP则从“ *”端流入，于是二极管D2续流，因此，电压uAB的极性反转，使二极管DR2导通。 由于两个整流二极管同时导通，将变压器的次级电压钳位在零 位，则初级电位也为零，因此电压0uAB，这是0iP。 而电流ii DRS 22立即增加到WiWi SS 211222 ，此时绕组i1中的电流为零，二极管D2截止。 因为WW 2221，故ii LfWW 212122 。 在 2sTTon～期间，电流iLf在电压Uo的作用下下降，所以ii WW 2122也相应下降。 在2TSt时，开关管V2导通，电压uAB反向，变压器绕组电动势“ *”端为负、电流iP从零反向增加到iLf1（不考虑铁心磁化电流）。 电流iDR1从Lf21降到零， DR2从iLf2增加到iLf。 在  2~ TTT sons期间，电流Lf又增加，故电流iDR2和 W1也相应增加。 在2T sont 时，开关管V2关断，工作原理与开关管V1关断时相似。 DC/DC 变换器参数计算 忽略损耗，输出电压 O按下式计算 6 NTN tVVV SSPonSSO n D  221，式中 VS—— 原边绕组电压（ V） NP—— 原边绕组匝数（匝） S—— 副边绕组匝数（匝） D —— 其中一导管的占空比 = tt tTt offon onSon  Ts—— 工作周期（ S） 串联耦合电容的选择 变压器耦合电容是一种无极性薄膜电容器。 为了减少电流作用下的升温，必须使用具有较低等效串联电阻的电容器，或者为了达到一定的电容值，必须使用多个电容器并联连接，以降低其等效串联电阻。 初算电容量 耦合电容器 C和电感 L折算到原边的电感LR组成了一个串联谐振电路，其谐振频率为 kHzCLfRR 21 HLspNNLR  2 式中 LR—— 副边电感 L 折算至原边的电感值（H） NNSP—— 变压器原、副边匝数比 C—— 耦合电容 F，带入可解得 HLSPRCNNf  2226410 7 为了使耦合电容器充电线性，必须很好的选定谐振频率fR。 一般选定ff SR ，式中 S—— 半桥变换器的开关频率（ kHz)。 变压器设计参数计算 变压器尺寸选择要满足在工作频率下、温升在允许范围内、输出额定功率的要求。 根据功率选定磁芯型号，其次确定磁感应强度的摆幅值。 找到铁心温升与损耗关系曲线，可以按以下方法设计。 以最小电压值VS(min)下能提供额定输出功率为前提，在脉宽最大时计算出最少的原边线圈匝数。 AB tVAtVN eopt onpeonpmp p B   2 式中 Nmpp—— 磁密双摆工作时原边线圈最少匝数（匝） Vp —— 原边线圈电压)(2 VVs ton —— 导通时间 s B —— 导通期间磁感应强度的增量（ mT) opt—— 单相最佳磁感应强度摆幅（ mT） Ae —— 铁心最小面积（mm2） 求出每匝电压系数，即NVmppp比值 计算副边绕组的匝数。 输出电压应加上绕组和二极管压降，除以没匝电压系数即可求得副边绕组的匝数。 副边绕组匝数半匝是不合理的。 除非用特别方法绕制，否则会导致变压器一边饱和。 所以副边实际匝数可在计算值上浮或下浮取整匝数。 如果下浮取整，则必须按比例减小原边的匝数，以保证输出电压符合要求，因为脉宽不能大于 50%。 原边匝数的减小会导致铁心磁密的增大，容易达到饱和。 因此，副边线圈上浮取整较好。 这时，原边匝数和最大磁通密度可以不变，只要减小脉宽就可以保证输出电压达到额定值。 这样，当输出电压为最小值Vs(min)时，导通占空比小于 50%， 8 如果输出电压偏高，占空比更可小于 50%。 从而，可用控制线路把脉宽限定在一定的范围，形成的死区，有利于防止直通发生。 本次设计要求输出功率为 120W，输出电压为 24V，输出电流 5A，开关频率100kHz，效率设为 80%，允许温升限为 40℃ ，计算本次设计的半桥变换器参数： ① 输入功率WVIPP ooos   ② 查阅磁心传送功率与尺寸（体积）各种形式关系图，得知， 150W 应选RM14 或 EC41（ FX3730）磁心 ③ 从 FX3730 变压器在自然通风时总损耗与温升关系曲线图可知，允许温升40℃ ，确定总损耗为 ，因最佳效率，确定铁损  ④ 从 《 FX3730 变压器在 100℃ 以下，考虑磁滞和涡流损耗与总磁通的函数关系图》可知， 损耗对应的磁通在开关 100kHz 时为 8Wb ⑤ 因 FX3730 的Ae中心磁极面积为mm2106，得 mTWbmmABeopt 8 2   ⑥ 磁感应强度增量BoptB 2 TmTB  ⑦ 原边最少匝数Nmpp依式计算。 式中st on 5100 10 3  VVac 220，电压范围为 177。 20%考虑，则倍压整流电压Vs Vs    AB tVAtVeoptonse。