高频同步整流buck变换器的设计与仿真毕业设计(论文)(编辑修改稿)

高频同步整流buck变换器的设计与仿真毕业设计(论文)(编辑修改稿)内容摘要：

、 250 W、 300 W 及 400 W 为砖式结构。 标准化的管脚对设计师和使用者都带来了即插即用的便利，使设计师能够方便地完成产品的设计，利于电源升级。 现在，标准对电源产业的作用已越来越被重视，标准化可以缩短产品推向市场的周期并降低成本，但目前多数国内企业采用自己的企业标准生产，按照自己的测试规范测试，各个行业标准也存在着技术指标落后，测试方法可操 作性差等问题，导致业界没有统一、完善的设计、生产与检测标准，为了推动模块电源的技术进步，提供国内企业生产质量控制的依据，制定科学的国家标准迫在眉睫。 论文结构和主要内容 第一章为绪论部分。 首先阐述了课题研究的背景和意义，然后在总结了当前技术发展现状的基础上对开关电源技术今后发展的趋势进行了展望，最后简要交代了本论文的内容和结构安排。 第二章介绍了 BUCK 变换器的电路结构以及工作原理，然后对其进行了稳态分析，包括连续导通模式和不连续导通模式的分析，以及两者之间的转换条件。 最后介绍了变换器的控制原理， 包括 PFM 模式和 PWM 模式。 第三章在介绍了芯片典型应用电路的基础上进行了整体仿真验证。 第四 章是总结，主要对全文内容进行简要 的 回顾。 毕业设计（论文）报告纸 6 第二章 同步整流 BUCK变换器原理 本章首先介绍 BUCK 变换器的基本结构和工作原理，然后分析 BUCK 变换器的控制原理和方法。 BUCK 变换器 主电路结构和 工作原理 图 所示为 BUCK 变换器基本结构图。 它由一个开关管（ SWITCH MOSFET），一 毕业设计（论文）报告纸 7 个同步整流管（ RECTIFIER MOSFET）以及 LC 低通滤波 网络和负载 RL组成。 这是一种同步整流结构，即整流管采用由控制电路控制的功率 MOSFET 替代外部整流二极管，同步整流结构可以节约变换器成本和面积，提高转换器效率。 LS W I T C H M O S F E TVOCRLR E C T I F I E R M O S F E TVI NC O N V E R T E R+ 图 BUCK变换器 基本结构 图 为分析稳态特性，简化推导公式的过程，特作如下几点假设： （ 1）开关晶体管、整流晶体管均是理想元件，也就是可以快速的导通 和 截止，而且导通时压降为零，截止时漏电流为零。 （ 2）电感、电容是理想元件。 电感工作在线性区而未饱和，寄生电阻为零，电容 的等效串联电阻为零。 （ 3）输出电压中的纹波电压与输出电压的比值小到允许忽略。 图 中，当开关管导通，整流管截止时，忽略开关管的导通压降，电感 L 两端的电位为 VIN和输出电压 VO，且近似保持不变，故电感电流线性增加，此时在电感中储存能量。 若电容 C 两端的电压比输出电压略低，则电源还须为电容充电，在电容中储存一定的能量。 此过程负载消耗的能量由电源提供。 一旦开关管变为截止，整流管导通，电感 L中的磁场将改变其两端的电压极性，以保持其电流方向不变。 忽略整流管上的压降，电感 L 两端的电位变为零和 VO 且近似不变，电感 L 中 的电流线性下降，其中储存的能量提供给负载。 同时，当 VO有所下降时，电容 C 也为负载 RL提供部分能量。 可见，这一过程负载 RL消耗的能量由电感 L 和电容 C 提供。 总之， BUCK 变换器就是用电感 L 和电容C 作为储能组件，将能量以离散的形式由输入传到输出的。 其中，控制芯片提供反馈控制以得到稳定的输出电压。 毕业设计（论文）报告纸 8 BUCK 变换器 稳态分析 根据 BUCK 变换器中流经电感 L 的电流在每个周期是否降为零，可以将其工作模式区分为以下两种：（ 1）连续导通模式（ ContinuousConduction Mode, CCM），（ 2）不连 续导通模式（ DiscontinuousConduction Mode, DCM）。 当流过电感的电流不会降为零时，定义变换器工作于连续导通模式；而当其电感电流将会降为零时，定义变换器工作于不连续导通模式，因为此时流经电感的电流不连续。 下面对 BUCK 变换器稳态特性进行简单的分析，上节中的假设在此仍然成立。 连续导通模式（ CCM） 假设变换器工作在连续导通模式，则在每个周期内流经电感的电流不会降为零，在一个开关周期，开关管经历导通和关断两个状态。 设功率管开关周期为 T，导通时间和关断时间分别为 ONT DT 、 (1 )OFFT D T  , D 为导通时间占空比。 （ 1）功率开关管导通状态（ 0 ONtT ） VOI1RLC_+_+LVI NV2 图 根据同步整流原理，开关管导通时，调整管关断。 由上面所做的假设条件可知，电源电压 VIN直接加在电感 L 的一端，而调整管所在的支路断开，等效电路如 图 所示。 电感左右两端的电位分别为 VIN和 VO，电感电流线性上升。 则有 L I N OONIV V V LT    （ 21） 故在开关管导通状态，电感电流增加为 毕业设计（论文）报告纸 9 I N OL O NVVITL    （ 22） （ 2）功率开关 管截至状态 （ ONT t T ） VOI2RLC_+_+LVI N 图 变换器开关管截至时等效电路图 当 ONtT 时，开关管关断，整流管导通，等效电路如图 所示。 因为电感电流不能突变，所以电感两端的电压反向且保持恒定，在下一个周期开关管重新导通之前电感电流线性下降。 电感把储存的能量提供给负载。 则在开关管关断状态，电感电流减量为 OL O F FVITL   （ 23） 在一个开关周期内，电感电流的增量和减量必须相等，否则电感上会出现直流压降，而电感的直流阻抗为很小，这会在电感上产生很大的电流，烧毁电感。 即 L LII  （ 24） I N O OO N O F FV V VTTLL    （ 25） 上式中代入 ONT 和 OFFT 的表达式得到 OV 和 INV 的关系式为 O INV D V （ 26） 由此可知，通过调整占空比 D ，可以调整输出电压 OV。 在整个开关周期内， 电感都传递能量给滤波电容和负载，而滤波电容每个周期的平 毕业设计（论文）报告纸 10 均电流为零，其能量的变化量为零。 故输出负载电流 OI 等于电感的平均电流 ()LavgI ，即 ()O L avgII （ 27） BUCK 变换器工作在 CCM 时的波形图如图 所示。 I2I1Δ ILIOVOTSTO NttttV2IL 图 变换器工作在 CCM时的波形图 不连续导通模式（ DCM） 对于变换器进入到不连续模式的情形，开关管导通时的工作过程基本没有变化。 而开关管关断时的工作状态分为两个阶段：电感电流下降为零的阶段和电感电流保持为零的阶段。 设电感电流上升时间，下降时间和保持为零的时间分别为 DT 、 2DT和 3DT，且 23 1D D D  。 开关管关断时的等效电路如 图 所示。 毕业设计（论文）报告纸 11 I1I2V2_+VO+_LRLCVI N （ a） DCM模式下开关管关断时 的 等效电路图 (IL0) _+VO+_LRLCVI N (b) DCM模式下开关管关断时的等效电路图 (IL=0) 图 DCM模式下开关管关断时的等效电路图 DCM 模式和 CCM 模式一样，在一个开关周期内电感首先被充电，然后放电。 不同的是，在 DCM 模式下开关管导通时电感电流由零线性增加到电感峰值电流 IPK，而开关管关断时电感电流由 IPK线性降低到零，且电 流的增量和电流的减量相等。 在单个开关周期内，电感电流的增量为 I N O I N OL O N P KV V V VI T D T ILL        (28) 其中 IPK为电感电流最大值。 在单个开关周期内，电感电流的减量为 毕业设计（论文）报告纸 12 2OOL O F FVVI T D TLL      （ 29） 由 LLII  ，可以得到 2I N O OV V VD T D TLL      （ 210） 故输入电压 INV 与输出电压 OV 的关系可表示为 1 2ONO I N O N O F FT DV V VT T D D    （ 211） 重写（ 27）式所示的输出电流 OI 与电感平均电流 ()Lav。