毕业论文ofdm系统峰均比抑制技术的仿真研究(编辑修改稿)

毕业论文ofdm系统峰均比抑制技术的仿真研究(编辑修改稿)内容摘要：

载波频率与接收机振荡器之间存在的频率偏差，都会使得 OFDM 系统子载波之间的正交性遭到破坏，从而导致子信道间的信号相 互干扰。 降低 OFDM系统峰均比的研究现状 自从 20 世纪 80 年代以来， OFDM 已经在数字音频广播、数字视频广播、基于 无线本地局域网以及有线电话往上基于现有铜双绞线的非对称高比特率数字用户线技术（如 ADSL）中得到应用。 其中大都利用了 OFDM 可以有效地消除信号多径传播所造成符号间干扰（ ISI）的这一特征。 此外， OFDM 还易于结合空时分编码、分集、干扰（包括 ISI 和 ICI）抑制以及智能天线等技术，最大程度地提高物理层信息传输的可靠性。 如果再结合自适应调制、自适应编码以及动态子载波分配 、动态比特分配算法等技术，可使其性能进一步得到优化。 OFDM 技术的一大缺陷是：峰值与均值功率比相对较大，比值的增大会降低射频放大器的功率效率。 目前，已经有很多技术来降低 OFDM 信号的 PAPR 值，比如限幅压 东北大学秦皇岛分校毕业设计（论文） 第 页 4 扩、分组编码、选择映射（ SLM）、部分传输序列（ PTS），矩阵变换法等。 然而这些方法都有着各自的不足，或者不能很有效地降低信号的 PAPR 值，或者计算复杂度太大，或者频谱利用率太低等。 本章小结 本章主要介绍了 OFDM 系统的发展背景， OFDM 系统的优缺点以及目前 OFDM 的研究现状。 初步理解了 OFDM 系统，为本论文的设计奠定了基础。 东北大学秦皇岛分校毕业设计（论文） 第 页 5 2 OFDM 系统的峰均比定义及其分布 对于包含 N 个子载波的 OFDM 系统来说，当各子载波采用相同的调制方式，以相同的相位求和时，所得到的信号最大峰值功率就会是平均功率的 N 倍。 如图 21 所示，在这个例子里，峰均功率比是平均值的 16 倍，其中所有子载波都受到相同数据符号的调制。 在 OFDM 系统中， N 通常取值为几十甚至几千，这就会产生很大的峰值，从而要求功率放大器具有很大的线性区域。 否则，当信号峰值进入放大器的非线性区域时，就会使信号产生畸变，产生子载波之间的互调干扰和带 外辐射，破坏子载波之间的正交性，影响系统性能。 因此，在 OFDM 技术日益得到广泛应用的今天，许多学者正在致力于研究如何找出一套合理的理论和方法，来降低 OFDM 系统中所存在的高峰均比问题，因为这是实现基于 OFDM 技术的无线通信所面临的最大瓶颈问题。 OFDM系统的基本原理 OFDM 是一种多载波调制技术，其原理是用 N 个子载波把整个信道分割成 N 个子信道，即将频率上等间隔的 N 个子载波信号调制并相加后同时发送，实现 N 个子信道并行传输信息。 这样每个符号的频谱只占用信道带宽的 1/N，且使各子载波在 OFDM 符号周期 T 内保持频谱的正交性。 从频域角度来解释这种正交性，图 给出了互相覆盖的各个子信道内经过矩形波成形得到的符号 sinc 函数频谱。 每个子载波频率最大值处，所有其他子信道的频谱值也恰好为零。 因为在对 OFDM 符号进行解调的过程中，需要计算这些点上所对应的每个子载波频率的最大值，所以可以从多个相互重叠的子信道符号中提取每一个子信道符号，而不会受到其他子信道的干扰。 从图 21 中可以看出， OFDM 符号频谱实际上可以满足奈奎斯特准则，即多个子信道频谱之间不存在相互干扰。 因此这种一个子信道频谱出现最大值而其他子信道频谱为零 的特点可以避免载波间干扰（ ICI）的出现。 在发送端，串行码元序列经过数字基带调制、串并转换，将整个信道分为 N 个子信道。 N 个子信道码元分别调制在 N 个子载波频率 0f ， 1f ，…， nf ，…， 1Nf 上， 设 cf 为最低频率，相邻频率相差 1/N ，则 / , 0 , 1 , 2 , , 1ncf f n T n N    ， 角频率为 东北大学秦皇岛分校毕业设计（论文） 第 页 6 2 , 0 , 1 , 2 , , 1nnf n N   。 0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 0 . 4 0 . 200 . 20 . 40 . 60 . 81 图 OFDM信号的频谱 待发送的 OFDM 信号 Dt 为：    10Re nN jtnD t X n e       112 / 2 /00c o s 2 R e s i n 2 I m , 0 ,NNj n t T j n t Tcnf t X n e f t X n e t T                () 接收端对接收到得信号进行如下解调：      1200 01139。 m n nNTTj f t j t j tnX m D t e d t X n e e d tTT           1 00 1 , 0 ,nnN T j t j tn X n e e d t t TT       () 由于 OFDM 符号周期 T 内各子载波是正交的，所以，当 n=m 时，调制载波 n 与解调载波 m 为同频载波，满足相干解调的条件，    39。 , 0 ,1 , 2 , , 1X m X m m N   ， 恢复了原始信号；当 nm 时，接收到的不同载波之间互不干扰，无法解调出信号。 这样就在接收端完成了信号的提取，实现了信号的传输。 在式 ()中，设 东北大学秦皇岛分校毕业设计（论文） 第 页 7      1 2/0 , 0 ,N j n t Tny t X n e t T   () 若一个 T 内 yt 以采样频率 1/sft（其中 1/ /t T N ）被采样，则可得到 N 个采样点。 设 , / /t k t nt T nk N  ，则    1 2/0 , 0 , 1 , 2 , , 1N j n k Nny t X n e k N     () 式 ()正是 序列   , 0 ,1 , 2 , , 1X n n N  的 N 点离散傅里叶反变换（ IDFT）的结果，这表明 IDFT 运算可完成 OFDM 基带调制过程。 而其调制过程可通过离散傅里叶变换（ DFT）实现。 因此， OFDM 系统的调制和解调过程等效与 IDFT 和 DFT。 在实际应用中，一般用 IFFT/FFT 来代替 IDFT/DFT，这是因为 IFFT/FFT 变换与 IDFT/DFT 变换的作用相同，并且有更高的计算效率，适用于所有的应用系统。 OFDM 尽管还是一种频分复用 (FDM)，但已完全不同于过去的 FDM, OFDM 的接收机实际上 是通过 FFT 来实现的一组解调器。 它将不同载波搬移至零频，然后在一个码元周期内积分，其他载波信号由于与所积分的信号正交，因此不会对信息的提取产生影响。 OFDM 的数据速率也与子载波的数量有关。 OFDM 每个载波所使用的调制方法可以不同。 各个载波能够根据信道状况的不同选择不同的调制方式，比如 BPSK,QPSK,8PSK,16QAM ,64QAM 等，以取得频谱利用率和误码率之间的最佳平衡为原则，通过选择满足一定误码率的最佳调制方式就可以获得最大频谱效率。 无线多径信道的频率选择性衰落会导致接收信号功率大幅下降， 经常会达到 30dB 之多，信噪比也随之大幅下降。 为了提高频谱利用率，应该使用与信噪比相匹配的调制方式。 可靠性是通信系统正常运行的基本考核指标，所以很多通信系统都倾向于选择 BPSK 或 QPSK 调制，以确保在信道最坏条件下的信噪比满足要求，但是这两种调制方式的频谱效率很低。 OFDM 技术使用了自适应调制，可以根据信道条件来选择使用不同的调制方式。 比如在终端靠近基站时，信道条件一般会比较好，调制方式就可以由 BPSK(频谱效率 1 bit/()转换成 16～ 64QAM(频谱效率 4～ 6 bit/ ()，整个系统的频谱利用率就会得到大幅度的改善。 自适应调制能够扩大系统容量，但它要求信号必需包含一定的开销比特，以告知接收端发射信号所应采用的调制方式。 终端还须定期更新调制信息，这也会增加开销比特。 OFDM 还采用了功率控制与自适应调制相协调的工作方式。 信道条件好的时候，发 东北大学秦皇岛分校毕业设计（论文） 第 页 8 射功率不变就可以采用高调制方式 (如 64QAM )，或者在低调制方式 (如 QPSK)时降低发射功率。 如果在差的信道上使用较高的调制方式，就会产生很高的误码率，影响系统的可用性。 自适应调制要求系统必须对信道的性能有及时和准确的了解， OFDM 系统可以用导 频信号或参考码字来测试信道的好坏，发送一个已知数据的码字，测出每条信道的信噪比，根据这个信噪比来确定最适合的调制方式。 实现 OFDM 的关键技术包括：同步技术、降低 PAPR（功率峰均值比）技术、信道估计与均衡、信道编码与交织等。 峰均比（ PAPR）的定义 由于 OFDM 符号是由多个独立的经过调制的子载波信号相加而成，这样的合成信号就有可能产生较大的峰值功率（ Peak Power），由此带来较大的峰值平均功率比（ PAPR）。 峰均比指信号峰值功率与平均功率的比值，可以定义为： 210 2m a xPA PR( ) 1 0 l o g RRXdBEX  () 其中， nx 表示经过 IFFT 运算之后所得到的输出信号，即 110N nkn k NN kx X W ， E[.]代表数学期望。 N 点 M 进制的输入序列 {X0， X1...， XN1}，经过相位键控或正交幅度调制后，对幅度进行归一化，可得 011, , , Nxxx   ，其中ω =exp(j2π /M)。 将星座映射后的数据序列分别调制在 N 个子载波上，得到一个基带 OFDM 符 号，可表示为 : 1 20( ) , [0 , ] , 0 , . . . 1nnN jX TNs t e t T n N    () 经过射频端后， OFDM 符号可以表示为 :     2Re cj f ts t s t e π ,其中 cf 为射频的载波频率。 在无线通信领域中，射频信号的峰值功率近似于复基带信号的峰值功率。 因此，这里只对复基带信号 s (t)的峰值功率进行讨论。 对连续时域信号 s(t)以 T /N 的速率进行抽样，即令 t=kT/N(k=0,1,… ,N1)，可以得到离散的时域信号 s(k)： 1 20( ) , 0 , . . . 1nnN jkX NNs k e k N   () OFDM 符号的功率为： 东北大学秦皇岛分校毕业设计（论文） 第 页 9        * 2p k s k s k s k    11 200nmnmNN jkXX Nnm e    ()   20njkNmN R u e 式中， R (u)为有限长复值序列 011, , , Nxxx   的自相关函数，即：   10n n mN XXnRu  。 由式 ()可以得到：      11 22 NNnuP k N R u N u N         () 对所有的子载波幅度进行归一化，可得：   averageP E P k N () 根据峰值平均功率比得定义式 ()，可得： 2p e a ka v e r a g eP NP A P R NPN   () 0 2 4 6 8 10 12 14 1600 . 511 . 522 . 533 . 54T i m e / TSqrt(PAR) 图 N=16 的 OFDM 系统中存在较大 PAPR 问题的示意图。