sg3525脉宽调制高频开关稳压电源设计(编辑修改稿)

sg3525脉宽调制高频开关稳压电源设计(编辑修改稿)内容摘要：

于设备。 交流电的频率与逆变电路中开关管 Q 的导通频率相同，开关管的导通 是由 SG3525 PWM 控制芯片决定的。 逆变后的高频交流经过由变压器副边线圈、续流二极管和电容组成的 LCD 电路就可得到所需的直流电。 其输出电压的大小由变压器原副边匝比 n、占空比 d 和输入电压 U 来决定。 在转化过程中公网中的交流电压不是一成不变的，为了得到稳定的直流电，只能对占空比 d 进行不断的调整。 故加入电压检测电路，并把检测结果送入脉宽调制中构成负反馈。 即 主电路采用先整流滤波、后经高频逆变得到高频交流电压，然后由高频变压器降压、在整流滤波的方法，该电源在开环时，它的负载特性较差，只有加入反馈，构成闭环控 制后，当外加电源电压或负载变化时，均能自动控 制 PWM 输出信号的占空比， 以维持电源的输出直流电压在一定的范围内保持不变，达到了稳压的效果。 其 总 设计 框图 如图21 所示。 图 21 总设计框图 3 第 3章 主电路设计 主电路 结构 设计 半桥式开关电源主电路如图 31 所示。 图中开关管 Q Q2 选用 MOSFET, 因为它是电压驱动全控型器件 ,具有驱动电路简单、驱动功率小、开关速度快及安全工作区大等优点。 半桥式逆变电路一个桥臂由开关管 Q Q2 组成 , 另一个桥臂由电容 C C7 组成。 高频变压器初级一端 接在 CC7 的中点 , 另一端接在 Q Q2 的公共连接端 , Q Q2 中点的电压等于整流后直流电压的一半 ,开关 Q Q2 交替导通就在变压器的次级形成幅值为 V i/2 的交流方波电压。 通过调节开关管的占空比 , 就能改变变压器二次侧整流输出平均电压 V o。 Q Q2 断态时承受的峰电压均为 V i，由于电容的隔直作用，半桥型电路对由于两个开关管导通时间不对称而造成的变压器一次电压的直流分量具有自动平衡作用，因此该电路不容易发生变压器偏磁和直流磁饱和的问题，无须另加隔直电容变压器原边并联的 R C5 组成 RC 吸收 电路，用来吸收高频尖峰。 在半桥电路中，占空比定义为： D=2ton/Ts 逆变电路采用的电力电子器件为美国 IR 公司生产的全控型电力MOSFET 管，其型号为 IRFP450,主要参数为：额定电流 16A,额定耐压 500V，通态电阻。 两只 MOSFET 管与 两只电容 C C2 组成一个逆变桥，在两路 PWM 信号的控制下实现了逆变，将直流电压变换为脉宽可调的交流电压，并在桥臂两端输出开关频率约为 26KHz、占空比可调的矩形脉冲电压。 然后通过降压、整流、滤波后获得可调的直流电源电压输出。 该电源在开环时，它的负载特性较差 ，只有加入反馈，构成闭环控制后，当外加电源电压或负载变化时，均能自动控制 PWM 输出信号的占空比，以维持电源的输出直流电压在一定的范围内保持不变，达到了稳压的效果。 4 图 31开关电源主电路 变压器的 选择 1） 原副边电压比 n 电压比计算的原则是电路在最大占空比和最低输入电压的条件下，输出电压能达到要求的上限，公式如下： n≤ ViminDmax/(Vomax＋ V) △ 式中 V △ 为电路中的压降，一般取 2V，取 Vimin＝ 130V，代入上式得 n＝。 2） 磁芯的选取及变压器的结构 目前变压器较为简洁常用的设计方法是 Ap 法。 可根据下面公式选取合适的磁芯： AP=AeAW≥ Pt/（ 2f Bk △ cj） 式中， Ae 为磁芯截面积；Aw 为磁芯的窗口截面积； Pt 为变压器传输的总功率； f 为开关频率；△B 为磁芯材料所允许的最大磁通摆幅； kc 为绕组的窗口填充系数 j 为导线的电流密度。 在这里有 PT=800（ 1＋ 1/） , 为效率，里△B 取 ， kc 取 ， j 一般取 4A/mm2。 查有关磁芯手册，查得 EE55 5 磁 芯，其 Ae=353mm2， Aw=280mm2，则其 Ap=98840mm4。 考虑到留有一定的裕量使电源更可靠地工作，这里采用两个磁芯组合而成。 由于变压器传输的功率较大，寄生参数对其影响很大。 所以变压器的绕制方法很重要，否则会引起变压器的性能下降。 为了减小漏感，这里采用三明治绕法。 同时，为了减小高频噪音和变压器的分布电容，原副边之间加入屏蔽层。 3） 变压器初、次级匝数 为了保证在任何条件下磁芯不饱和，设计时应按照最大伏－秒面积计算匝数。 因为电路中电压的波形都是方波，所以最大伏－秒面积的计算可以简化 为电压和脉冲宽度的乘积。 通常计算二次侧最大伏－秒面积较为方便。 对半桥电路有： N2=vo/（ 2BAefs △ ） ， N1 =n N2 代入数值计算得，变。