pfc用三相高频pwm整流器的仿真研究毕业设计论文(编辑修改稿)

pfc用三相高频pwm整流器的仿真研究毕业设计论文(编辑修改稿)内容摘要：

部都需要一个将市电转化为直流的电源部分。 在这个转换过程中，由于一些非线形元件的存在，导致输入电流电压虽然是正弦的，但输入的交流电流却严重畸变，包含大量谐波。 而谐波的存在，不但降低了输入电路的功率因数，而且对公共电 力系统产生污染，造成严重的电路故障。 正因为如此许多国家制定了相应的技术标准，用以限制谐波电流的含量。 例如 IEC 5552﹑ IEC 6100032﹑ EN 605552﹑ GB/T 45491993 等标准，规定了允许用电电气设备产生的最大谐波电流。 由此可见，由此可见消除谐波电流和提高功率因数有非常重要的意义。 另外， 功率半导体制造技术、微电子技术、计算机技术及控制理论的不断进步，带来了电力电子技术在器件应用上和能量变换应用上的日趋成熟，从而也引发了电源系统的历史性革命，使得 高频开关电源取代传统线形电源成 为不可逆转的趋势 ，尤其是大型通讯基站、发电厂、变电所等应用场合，对大容量的直流电源系统的功率密度和系统的可靠性也提出了越来越高的要求。 我国通信业的迅速发展极大地推动了通信电源的发展，开关电源在通信系统中处于核心地位，并已成为现代通信供电系统的主流。 传统的可控硅相控稳压电源不仅体积庞大，重量 笨重， 而且输出纹波大，动态响应差，效率低，已不能满足通信高频开关电源以其效率高，体积小，重量轻等优点已逐渐取代可控硅相控稳压电源。 随着大规模集成电路的发展，要求电源模块实现小型化，因而需要不断提高开关频率和采用新的电路拓 扑结构，这就对高频开关电源技术 提出了更高的要求。 分析可知， 输入电流波形发生了严重的畸变，含有大量的谐波，虽然三相不可控整流电路的相移因子 cosφ1近似为 1，但畸变因子 υ很低，使得总的功率因数 PF=υcosφ1很低，一般为 —。 而晶闸管相控整流电路的相移因子 cosφ1比不可控整流时低，输入电流畸变程度更大，功率因数 PF 值比不可控整流电路更低。 因此，整流电路尤其是三相整流电路的功率因数的提高对治理电网的谐波提高供电电能质量具有重要的意义。 2 1 功率因数在电源变换系统中的意义 功率因数 在电源变换系统中的意义 伺服电源系统之典型结构框图 图 1 伺服电源系统 的 典型结构框图 伺服电源系统主要由整流器， PFC 变换器， DCDC 转换器，输出系统，数字控制器和光学耦合器等器件组成，其中，在众多的 AC/DC 转换器中，近年来出现的高频整流器与传统的不可控整流与相控整流相比，具有功率因数高，输出电压波纹小，电能可以双向流动，动态响应好等优点，而成为研究的热点。 低功率因数的几种原因 情形一 有相移的正弦电流 情形二 无相移的非正弦电流 3 情形三 有相移的非正弦电流 图 2 低功率因数波形图 如图 2 所示，产生的电流分别为：有相移的正弦电流，无相移的非正弦电流，有相移的非正弦电流。 功率因数 PF 的完全定义 PF 表示为有功功率 Pa 与视在功率 Ps 之比： PF = Pa / Ps。 （ 1） 有功功率 Pa：实际消耗电能。 （ 2） 无功功率 Pr：未作功电能。 （ 3） 视在功率 Ps： 有功功率 Pa 与 无功功率 Pr 的矢量和。 即可知， PF = Pa / Ps= Pa / (Pr+ Pa)。 提高功率因数的意义 谐波电流的危害 谐波电流可能会引发器件的误动作 ， 干扰相邻的电子电气设备 ， 导致变压器和电机等相关设备出现过热现象。 实际成本的加大 （ 1） 虽然，电力公司只依据有功功率收费，但是低功率因数往往会导致用户费用增大发电厂、电力传输和电力分配设备的容量更大。 （ 2） 电力传输，分配的损耗加大。 （ 3） 过热，谐波电流冲击导致设备寿命缩短 （ 4） 用户端的设备，器件容量更大 能量损耗增大 （ 1） 几乎所有元器件皆消耗能量更大的等效电流与峰值电流 （ 2） 不做功器件也消耗能量无功能量返送至电网 4 （ 3） 电 力传输与电力分配 改善功率因数 功率因数校正的目标 合格的功率因数校正器具备以下特征： （ 1） 能调节输入电流，并使相位和波形与输入电压保持一致，即：减小电流各谐波分量，改善 THD，减小无功功率的往返，降低器件额定电流的标准 （ 2） 可调节输出电压 （ 3） 符合相关标准，法规 （ 4） 降低运行成本 （ 5） 系统损耗低 （ 6） 视在功率的利用率高 PFC 的实现 （ 1） 无源 PFC： 主要由无源元件组成 ，分为 电感续流型 ， 电容倍压型。 （ 2） 有源 PFC：分为 模拟有源 PFC， 数字有 源 PFC 由于，无源 PFC 存在适用于功率应用，通用性不高，体积大，重量大， PF 改善性能有限等缺点，本次设计，选择有源 PFC 电路结构来实现。 有源 PFC 之功能框图 图 3 有源 PFC 结构图 PFC 所用关键元件有：功率开关管，电容，电感，二极管。 选择合适的 PFC 拓扑电路 三 相单开关型有源 PFC 电路是在二极管整流电路后接六种基本电力电子变换电全桥整流 PF 调节方式 负载 PFC 控制器 Vac Lac PWM Vdc 交流 输入 5 路中的任一种（如 Boost、 Buck 电路等）而构成，由于升压型 Boost 电路具有独特 的优点，采用升压型 PFC 电路是一种总的趋势，也是研究的重点，其它的电路应用较少。 单开关型电路只采用一个有源开关管，在电感电流连续模式（ CCM）下要通过对一个开关的控制使三相电流均为 正弦波且和电压同相位是很困难的，因此该电路只能在 DCM 模式下才能实现 PFC。 已知 三相 Boost 型 PFC 主电路拓扑 ， 工作原理是通过有源开关 S 的通断，对每相的激磁电感 L 以及电容 C 进行充放电，控制输入电流。 对开关 S 进行 PWM 控制，即可使每一相的输入电流波形近似为正弦波。 由于输入电流变化的斜率正比于对应时刻的输入电压，因此输入电流自动跟 踪输入电压，控制上采用开环即可实现 PFC。 三种拓扑结构的比较 如下表所示： 表 1 PFC 电路拓扑结构比较 电路类型 输出电压属性 有无失真 电感电流属性 降压型 正极性 有 不连续型 升压型 正极性 无 连续型 混合型 负极性 有 不连续型 2 电路结构及其控制原理的相 量 分析 主电路结构 高频整流器的基本工作原理是 :通过控制整流桥臂上各开关管的导通与关断，使电路的输入电流近似为正弦，并且使其与愉入电压同相位。 高频整流器主电路结构 高频整流器主电路结构如图 4 所示。 6 图 4 高频整流器主电路 由图 4 可以看出，其主电路结构与逆变器的主电路结构是相同的。 本文仅就整流方面进行分析研究。 从整流桥的左侧向右看 a， b两端应等效为一交流源 uab。 主电路原理等效 电路 高频整流器主电路结构的等效原理图如图 5 所示。 图 5 等效原理图 高频整流器主电路结构的等效原理 向量 图如图 6 所示。 7 图 6 相量关系图 根据图 5 中所示的各相 量 之间的关系可以得出，能够满足该直角三角关系即为整流器稳态运行时功率因数为 1 的必要条件，设整流桥直流翰出电压为 Uo，调制信号的调制比为 m， 则由相 量 图可得 : uabm * cosa = uam (1) uabm = m * Uo (2) 由式 ( 1) ,(2)得 : m * cosa = uam / Uo (3) 式 ( 3) 即 为整流桥稳态抽出时功率因数为 1 的充分必要条件。 在此式中，共有四个变 量 ，因此，若想在稳定输出的 前提下使功率因数等于 1,就必须协调控制 m 和cosa。 为分析方便，首先假设电路中各元器件均为理想器件， 输 入交流像为理想电源，输入电流与抽入电压同相。 设负载为 R，直流翰出电压和电流分别为 Uo， Io,则根据输人翰出功率平衡的原则，电路的输人功率 Pi 应该与输出功率 Po 相等，即 Pi=Po。 又因为 : Pi = ui * ilm / 2 (4) Po = U o * I o (5) 所以 ， ilm =2 Po / usm (6) 令 k= tga，它与输出电压的平方成正比，而与负载和翰人电压均值的平方分别成反比。 图 6 所示的相量图可用图 7 表示。 图 7 m 和 a 关系 相量图〔图中各相量单位为 usm.) 8 主电路向量分析 由相 量 图可以看出，当输入电压稳定且负载恒定时 .如果输出电压发生波动。 k将随之变化，从而导致相量 uabm的矢端在直线 AC 方向上移动。 设 uabm的矢端已移动到 B 点，因此，如果将 k 中的 Uo 强制为规定值 .即 k 取为对应一定输出功率的固定值 .相 量 uabm 的矢端从 B 点强行拉到 C 点，从而满足了功率因数等于 1 时调制信号的相移条件。 在此 基 础上，只要适当调节调制比 m就可以使抽出电压 达到稳定值。 设额定输出时的调制比为 me，实际检测电压和电流为 Uce,Ice ,额定输出电压和电流为 Uce , Ice 则 : Uabm = m * Uoc = me * Uoe (7) 从上式可知，当 k 值固定后 ，调制比 m与实际输出电压 Uoc 成反比。 根据前面的分析结果可以看出，在高频整流器的相量三角形中，只要使其两边固定，则第三边也将被迫为定长。 因此，如果高颇整流器的输入电压为一定值时，只要使 k 的值固定，那么在功率因数等于 1的前提下。 a,b 两端的电压就等于固定值，式 (1)一式 (7)就是实现 m 和 cosa的方程式。 为了实现功率因数及波形校正，输入电感 Li(a,b,c)必须选得足够大，确保在一个开关周期内电感电流保持不变；校正电容 Ci(a,b,c)必须选得足够小，并保证校正电容工作在电压不连续工作方式下 (DVM)，且 根据负荷和电源的变化来控制开关频率。 在每一开关周期，校正电容电压的充电速度与线电流成正比，尽管电容放电时并不是线性的，但同电感输入 PFC 比较，电容放电速度比电感去磁速度快、时间短，这使得三相电源电流更依赖电容电压峰值。 以 A 相分析为例，在基本假设条件下，由于开关频率远远高于基波频率，在一个开关周期内，电感电流 ia恒定不变。 在开关 S关断期间，校正电容 Cia在 ia 的作用下线性充电，电容 Cia 储能。 充电结束时，校正电容 Cia 上电压峰值与电源电压瞬时值成正比。 一。