llc串联谐振全桥dc-dc变换器的研究硕士学位毕业论文(编辑修改稿)

llc串联谐振全桥dc-dc变换器的研究硕士学位毕业论文(编辑修改稿)内容摘要：

作可靠性等。 但软开关技术的应用已经给功率变换器的发展带来了深刻的变革，软开关技术的进一步完善和实用化，必将为实现高品质的功率变换系统提供有力的技术保障。 本文研究的主要内容 软开关技术是当前电力电子技术研究的热点之一。 在分析对比移相全桥直流变换器和 LLC串联谐振全桥 DC/DC变换器特点的基础上，本文对 LLC串联谐振全桥直流变换器的工作原理做了详细分析研究，设计了实验样机，实验结果验证了理论分析的正确性。 本文的主要内容如下： 1). LLC串联谐振全桥 DC/DC变换器的稳态工作原理分析 在分析移相全桥 PWM ZVS DC/DC变换器缺点和分析对比 MOSFET和 IGBT各自特点的基础上，确定了 LLC串联谐振全桥 DC/DC变换器的稳态工作区，建立了变换器的数学模型，详细分析研究了 LLC串联谐振全桥 DC/DC变换器的特点和电路的工作过程。 2). LLC串联谐振全桥 DC/DC变换器小信号模型的建立和动态特性研究 本文首先对 DC/DC变换 器的小信号建模方法进行了归纳。 然后利用扩展描述函数的方法，详细研究了 LLC串联谐振全桥 DC/DC变换器的小信号建模。 在此基础上，分析了变换器的稳定性， 研究了 控制器 的设计。 仿真结果验证了理论分析的正确性。 3). 主电路和控制电路的设计 在理论分析的基础上，本文对一台 LLC串联谐振全桥 DC/DC变换器 实验样机 的主电路和控制电路设计过程进行了详细研究。 设计中采用了集成磁设计方法。 设计步骤和结论可以为实际装置的设计提供参考。 4). 实验结果和全文总结 为了验证理论分析的正确性，本文给出实验的波形和实验数据并对实 验 结果 进行了详细分析，得出了实验结论。 全文的最后， 对全文的研究工作做了 总结，并对该电路优缺点进行 了 分析和总结。 7 2 LLC 串联谐振全桥 DC/DC 变换器的基本原理 近年来，移相全桥 ZVS PWM 变换器作为一种优秀的变换器拓扑结构，能够实现主开关管的零电压开通，成为电力电子技术领域的研究热点之一。 但是该变换器也有一些缺点，不适合对电源性能有特殊要求的场合，如有输入掉电维持时间 [8](Holdup time)要求的通信用二次电源。 而 LLC 串联谐振变换器能够有效地克服移相全 PWM ZVS变换器的缺点。 由于 这种谐振变换器工作在高频条件下，主开关管使用 MOSFET，本文 首先分析了 MOSFET 的特点，为 LLC 串联谐振全桥变换器工作区域的选择提供了依据，然后从分析比较以上两种电路特点的角度，详细分析了 LLC 串联谐振全桥变换器的基本原理和工作过程，确定了其稳态工作区。 移相全桥 PWM ZVS 变换器的基本拓扑结构和工作过程 移相全桥 PWM ZVS 变换器的基本原理 移相全桥 PWM ZVS 变换器的基本拓扑结构如图。 其电路结构与普通双极性 PWM 变换器类似， T1和 T2组成超前桥臂， T3和 T4组成滞后桥臂。 C1～ C4分 别是 T1～T4的谐振电容，包括寄生电容和外接电容。 Lr是谐振电感，包括变压器的漏感。 T1和T2分别超前 T4 和 T3一个相位，即移相角，通过调节移相角的大小 ， 调节输出电压。 D D6是整流二极管， Lf、 Cf构成二阶滤波器（ Lf足够大， If近似恒定 ） [1][3][9]。 D 6D 5T 1D 1C 1T 2D 2C 2T 3D 3C 3T 4D 4C 4V inL rR LL fC fABi p I fK :1V o 图 移相全桥 PWM ZVS DC/DC变换器基本电路 移相全桥 PWM ZVS 变换器的主要工作波形如图。 半个开关周期内电路工作过程分为六个阶段，图中 tδ 为移相角、 td为死区， ip为变压器原边电流。 8 阶段 1[t0t1]： 在 t0时刻关断 T1，电流 ip从 T1转移到 C1和 C2支路中，给 C1充电，同时 C2被放电。 在此期间，谐振电感 Lr和滤波电感 Lf是串联的，而且 Lf很大，可以认为 ip近似不变，类似于一个恒流源。 电容 C1的电压从零开始线性上升，电容 C2的电压从 Vin开始线性下降，在 t1时刻， C2的电压下降到零， T2的反并二极管 D2自然导通，将 T2的电压箝在零电位。 T 1 T 2i D5 i D6i pV ABV gsV ini D5i D6V rt 0Ot δt dT 1T 4 T 3 T 4t 1 t 2 t 3 t 4 t 5 t 6 t 7 t 8 t 9t 1 0t 11 ttttt 图 移相全桥变换器主要工作波形 阶段 2[t1t2]： t1时刻 T2的电压已被箝在零电位， T4导通。 VAB=0,此后 ip将经 T4,D2和 Lr续流， ip减小，其感应电压使变压器副方二极管 D5导通，续流 If。 在此续流阶段， D2导通，只要满足 t01=t1－ t0td,就可保证 T2是零电压开通，无开通损耗。 虽然 T2被开通，但 T2并没有电流流过，原边电流由 D2流通。 阶段 3[t2t3]： 在 t2时刻，关断 T4，原边电流 ip转移到 C3和 C4中，一方面抽走 C3上的电荷， Vc3从 Vin下降；另一方面同时又给 C4充电， Vc4从零逐渐上升， T4软关断。 此阶段内，变压器副边 二极管 D6导通。 由于滤波电感电流 If近似为恒流，此时变压器副边整流二 9 极管 D D6之间进行换流，由于 D5,D6同时导通，变压器副边被短路。 阶段 4[t3－ t4]： t3时刻， C4电压充至 Vin， C3电压放为零，二极管 D3自然导通 Vc3=0。 只要 t23=t3t2td就可保证 T3是零电压开通，无开通损耗。 虽然 T3被开通，但 T3并没有电流流过，原边电流由 D3流通。 阶段 5[t4－ t5]： t4时刻 ip过零反向增加，由于 ID6仍然不足以提供 If，故 D D6仍然同时导通，副边电压为零。 阶段 6[t5－ t6]： t5时刻，变压器原边电流 ip增加至 If/K(K 为变压器变比 )， D D6换流过程结束，If由二极管 D6单独提供。 t6时刻 T2关断。 后半个周期与前半个周期工作情况类似。 移相全桥 ZVS PWM 变换器存在的缺点 1). 轻载时难于实现 ZVS 超前桥臂和滞后桥臂开关管实现 ZVS 的条件不同。 两个桥臂上的开关管实现 ZVS都需要相应的并联谐振电容能量释放为零，二极管自然导通。 对于超前桥臂， T2开通前的 t01期间，放电电流 ip较大且恒定不变 (ip=If)；另一方面由于变压器原副方有能量传递，原方 等效电路中电感 L=Lr+K2Lf很大，故用于实现超前桥臂开关管 ZVS 的能量很大。 而滞后桥臂 T3开通前的 t23期间，一方面 ip逐渐变小 (ipIf/K)；另一方面，由于二极管 D D6同时导通，变压器副方被短路，原副方没有能量传递，等效电感大小仅为 Lr，故用于实现滞后桥臂开关管 ZVS 的电感能量较小，滞后桥臂较难于实现ZVS[1][3]。 滞后桥臂实现 ZVS 的条件是： 222412 r inL I C V (21) 其中 I2为 t2时刻原边电流值。 当轻载时电流 I2较小，故滞后桥臂难于实现 ZVS。 2). 副边整流二极管存在反向恢复问题 反向恢复现象是二极管使用时必须注意的问题 [1]。 移相全桥 PWM ZVS DC/DC 变换器由于占空比丢失的原因，谐振电感 Lr 不可能较大，因此为使输出电压交流分量较小，副边滤波电路必须有一定滤波电感 Lf的存在。 这样原边电压 VAB反向时，整流二极管 D5(D6)电流不能立即降为零，必然存在 D D6同时导通续流的过程 (t2～ t t8～ 10 t11)。 此时 D D6存在 反向恢复问题，整流电压 Vr出现振荡，二极管反向电压出现尖峰。 这种由整流二极管反向恢复问题而引起的损耗严重限制了直流电源效率的提高。 整流二极管反向恢复问题如图 所示。 D5D6VpK:1L fC fI Lfi pi D5i D6I st rrI rmI Lfi D5v ABV DV D5ttt2V rot 1 t 2 t 5V rmVo 图 移相全桥变换器整流二极管的反向恢复问题 3). 输入电压和变换器转换效率的矛盾 在输入电压保证能输出满载电压的前提下，当输入电压 Vin 较低时，占空比大，原边环流能量较小，变换器效率较高；当输入电压 Vin 较高时，占空比小，原边环流能量较大，变换器效率较低 [3]。 为取得较高的效 率，移相全桥 PWM ZVS DC/DC 变换器通常设计在输入电压较低，占空比较大时工作。 出现输入电压掉电时，负载能量只能由直流母线电容提供，短时间内输入电压很快降低。 这时要维持输出电压恒定，要求占空比更大，电路失去超调能力，使输出电压很快降低。 因此输入电压和变换效率的这种关系，对于有掉电维持时间 限制 的开关电源是不适合的。 MOSFET 和 IGBT 性能比较 为适应电力电子装置高频化的要求，电压驱动型开关器件 IGBT、 MOSFET 被广泛应用。 这两种器件都是多子器件，无电荷存储效应，开关速度快，工作频率高，输入阻抗高 ，驱动功率小。 MOSFET 较 IGBT 的开关速度更快，更适合高频工作场合。 谐振 11 型开关电源一般都采用 MOSFET。 本节分析对比了 IGBT 和 MOSFET 的开关损耗产生机理，为 LLC 谐振变换器工作区域的确定提供了依据。 MOSFET 和 IGBT 的等效电路如图 所示，两者结构上的主要差异是 IGBT 比MOSFET 增加了一个漏注入区 P＋ 层，它直接通向集电极 [10][11]。 这种结构差异决定了MOSFET 和 IGBT 的特性有所不同。 MOSFET 和 IGBT 等效电容可以表示为式 (22)。 在开关过程中，等效电容大小随时间变化。 器件的输出电容主要是由密勒效应引起的密勒电容，而密勒效应的强弱与反馈电容 Crss的大小和器件的放大倍数有关，在放大倍数一定的条件下， Crss越大，密勒效应越强烈，输出电容也越大。 i gs gdo ds gdr gdC C CC C CCC i ge gco ce gcr gcC C CC C CCC (22) GDSC gdC gsC dsCEC gcC geC ceG 图 MOSFET和 IGBT等效电路 MOSFET 的反馈电容 Crss仅由 与 MOSFET 结构有关的 MOS电容 Cgd决定，而 IGBT 在MOSFET 结构的基础上增加了 P＋ 层， P＋ 层和 N－ 层之间会形成 PN 结电容 CPN(由势垒电容CB和扩散电容 CD组成 )， IGBT 的反馈电容相当于 Cgc与 CPN串联后的电容，故其反馈电容 Crss较 MOSFET 的小的多。 IXYS 公司的 MOSFET 和 IGBT 等效电容 [10]比较如表 (测试条件均为 Vds=Vce=25V， Vgs=Vge=0V，开关频率 fs=1MHz)： 表 MOSFET和 IGBT等效电容对比 类别 型号 Vdss(Vces) Ciss(PF) Coss(PF) Crss(PF) MOSFET IXFN44N60 600V 8900 1000 330 IGBT IXDP20N60B 600V 800 85 50 比较结果显示，对于同样电压等级的器件， MOSFET 的输出电容是 IGBT 的 10 多倍。 对 IGBT 来说，流经 N－ 漂移区的电子在进入 P＋ 区时，会导致正电荷载流子 (空穴 ) 12 由 P+区注入 N区。 这些被注入的空穴既从漂移区流向发射极端的 P 区，也经由 MOS沟道及 N井区横向流入发射极。 因此在 N漂移区内，构成主电流 (集电极电流 )的载流子出现 过盈现象。 与 MOSFET 不同， IGBT 的 N－ 区并没有外引电极，因此器件关断过程中不能采用抽流的方法来降低 N－ 区的过剩载流子 ,这些空穴只能依靠自然复合，集电极电流 ic存在一个拖尾电流 [11]。 通过以上分析，可以得出结论： MOSFET 的输出电容较大， IGBT 存在拖尾电流现象。 硬开关的条件下 MOSFET 和 IGBT 开关损耗分析： 1)．开通损耗方面：由于 MOSFET 的输出电容大，器件处于断态时，输入电压加在输出电容上，输出电容储存较大能量。 在相继开通时这些能量全部消耗在器件内，开通损耗大。 器件的开通损耗和输出电容 成正比，和频率成正比和输入电压的平方成正比 [12]。 而 IGBT 的输出电容比 MOSFET 小得多，断态时电容上储存的能量较小，故。