脉宽调制移相全桥变换器设计毕业论文(编辑修改稿)

脉宽调制移相全桥变换器设计毕业论文(编辑修改稿)内容摘要：

拓扑结构简单 ， 控制方式方便 ， 开关频率固定 ,元器第一章 绪论 件的电压和电流应力 较 小等诸多 优点。 167。 课题 的 主要 研究工作 ① 450V 直流 输入， 24V 直流 输出。 选择 变换器的 主电路 拓扑。 ② 移相全桥 控制。 确定 移相 PWM 控制 方案。 ③ 超前桥臂 实现 ZVS,滞后 桥臂实现 ZCS。 确定 辅助电路及其参数。 ④ 仿真 软件进行 试验仿真 ， 给出 试验 结果。 ⑤ 有 输出过电流保护，输入欠电压保护。 确定 输出 电压 闭环反馈 ，设计保护电路。 第二章 移相全桥 ZVZCS 变换器 167。 常规 全桥 电路 工作 原理 分析 通过 控制四 只 开关管，在 AB 两点 得到一个 幅值 为 Vin 的 交流方波电压 ， 经过高频变压器的隔离和变压，在变压器副边得到 一个幅值为 Vin/K 的 交流方波电压，然后在通过由 DR1 和 DR2 构 成的输出整流桥，在 CD 两点得到 幅值为 Vin/K 的 直流方波电压。 Lf 和Cf 组成的 输出滤波电路将该直流 方波 中的 高频 分量滤去，在输出端得到期望输出的 直流 电压。 V i nD 1D 4D 3D 2D R 2D R 1L fC fR燕山大学本科 毕业设计（论文） 3 （ a） 全桥 逆变器主电路 Q 1Q 4 Q 2Q 3 Q 1Q 4V a bi 2 (b)电阻 负载 时 变压器原边 电压和 副边电流 移相全桥 PWM（ PhaseShifted Full Bridge PWM ） 控制方式的基本 思想 是：同一桥臂的开关管互补工作， 但 两个桥臂 之 间的导通差一个相位（移相角）。 Q1 和 Q3 分别 先于 Q4 和 Q2 导通 ，故称 Q1和 Q3 组成的 桥臂为超前桥臂， Q2 和 Q4 组成的 桥臂为滞后桥臂。 通过调节此移相角的大小， 可以 在变压器副边得到占空比 为 D 可调的正负半周期 对称的交流方波电压，从而达到调节相应的 输出电压的目的。 167。 ZVZCS 变换器 工作 特点 与 变换器 性能 分析 167。 主电路拓扑 本论文 采用 ZVZCS PWM 移相全桥 变换器，利用 增加 辅助 网络的 方法使变压器原边电流复 位 来实现了超前臂的零电压开关（ ZVS） 和滞后臂 的零电流开关 (ZCS)。 该电路 拓扑可以看成 是由基本 Buck 电路衍生 出来 ，并且与 ZVS FBPWM 电路类 似。 但是 在 后面的分析可以看出，它们的 电路特性有明显区别。 这种区第二章 移相全桥 ZVZCS 变换器 5 别 是由其移相特性和引入的辅助电容形成的。 Td 1 d 2d 3 d 4d cd hL 0C cC 0RD 3D 1 D 2D 4L kV i n（ Ⅰ ） 全桥 ZVZCS 变换器 主电路拓扑 167。 工作状态 分析 变换器 在半个工作周期内有 七种 工作状态。 在进 行 状态 分析前， 我们 做出如下 假设 ： 为了简化分析，作如下假定： 1. 所有 器件都是理想的。 2. C1=C3=Clead ,C2=C4=Clad。 3. 变压器的 变比 N=n1/n2, n1 为 变压器原边匝数， n2 为 变压器副边匝数 ； 4. 输出滤波电感 Lo 很大 ， 因此 输出 滤波的电流在工作周期内是常量 ； 5. 输出滤波电容 Co 很大， 因此 输出电压在整个周期中近似为常数 ； 6. 辅助 电容 Cc 数值比较小， 副边整流桥 电压可以 在开关导通周燕山大学本科 毕业设计（论文） 9 期内升 至 谐振峰值 ； 电路 的 占空比比较小 ， Vcc 能够在续流阶段下降到零。 模式一 [t0t1] [tot1] 初始状态原边电流 为零， 变压器 原边电流为零。 整流 二极管 全部 断开 ， Cc 经过 L0 和 dh 为 整个 负载 续流。 此时 ， Q4 导通。 该闭合 过程 因为 原边 漏感 的 存在 所以是零电流 导通。 原边电流 ip 线性增加 (Il 为副边滤波电感电路 )， 电容电流 ic 持续 减小 为零。 整理桥电压 等于 辅助电容电压 Vcc. ip(t) = 𝑉𝑖𝑛。 𝑛𝑉𝑐𝐿𝑘 (𝑡− 𝑡0) (1) ic(t) = Il − 𝑛(𝑉𝑖𝑛。 𝑛𝑉𝑐)𝐿𝑘 (𝑡 −𝑡0) (2) Vrec = Vcc (3) 到 t1 时刻 ， ip 达到 𝐼𝑙 𝑛⁄。 该 开关状态的时间为 ： Td 1 d 2d 3 d 4d cd hL 0C cC 0RD 3D 1D 2D 4L kV i ni cdi第二章 移相全桥 ZVZCS 变换器 7 t10 = 𝐿𝑘 𝐼𝑙𝑛(𝑉𝑖𝑛。 𝑛𝑉𝑐) (4) 模式二 [t1t2] [t1t2] t1 时刻 ， dh 关断 ， dc 导通。 电容 Cc 通过 dc 和 C0 进行 充电。 输入 能量经过原边 漏 电感 ， 开关管 Q1 和 Q4 传送 到输出端。 原边 电流 ip 和电容 电压 Vcc 及 整流桥电压 Vrec 的公式如下： ip(t) = 𝑛,𝑛𝑉𝑖𝑛。 𝑉𝑜。 𝑉𝑐𝑐(t)𝑍𝑎 𝑠𝑖𝑛𝜔𝑡 + 𝐼𝑙𝑛 (5) Vcc(t) = (nVs −V0) − ,nVs −Vo − Vcc(t1)cos𝜔𝑡 (6) Vrec(t) = Vcc(t)+ Vo (7) 上式中， 𝜔 = 1√𝑛178。 𝐿𝑘𝐶𝑐 Za = √𝑛178。 𝐿𝑘𝐶𝑐 模式三 [t2t3] Td 1 d 2d 3 d 4d cd hL 0C cC 0RD 3D 1D 2D 4L kV i ni cdiTd 1 d 2d 3 d 4d cd hL 0C cC 0RD 3D 1D 2D 4L kV i ni cdi燕山大学本科 毕业设计（论文） 9 [t2t3] Dc 断开。 整流器电压 回落 到 nVs。 这 时候 ， 原边近似 为 恒 流 值，能量仍从输入端传递到输出端。 ip(t) = Il/n (8) Vrec(t) = 𝑉𝑖𝑛 𝑛⁄ （ 9） t23 = D 𝑇2 − 𝛱𝜔 − 𝐿𝑘𝐼𝑙𝑛𝑉𝑖𝑛 (10) D 为原边 电路占空比， T 为 整个工作周期， T/2 为 半个工作周期 模式四 [t3t4] [t3t4] S1 断开 ， 因为 电感电流不 突变 ，所以 电流 ip 从 S1 中转移到 C1和 C3 上 ， 即 原边漏感 Lk 和 C1 C3 发生谐振 ， C1 进行 充电， 而 C3发生 放电。 因为 C1 的 存在，所以 S1 是 零电压关断。 在该 过程中 ，原边 漏感 Lk 与 输出滤波电感 L0 相当于 串联，所以 变压器原边 电压和副边电压以同样的速率线性下降， 直到副边电压 降到辅助电容电Td 1 d 2d 3 d 4d cd hL 0C cC 0RD 3D 1D 2D 4L kV i ni cdi第四章模拟 仿真分析 压 Vcc。 Vab(t) = Vin− 𝑛𝐼𝑙𝐶1:𝐶3 𝑡 (11) Vc1(t)+ Vc3(t) = Vin （ 12）Vc1(t) = 𝑖𝑝(𝑡)2𝐶𝑙𝑒𝑎𝑑 𝑡 (13) ic1(t)− ic3(t) = ip(t) (14) Vrec(t) = 𝑉𝑖𝑛𝑛 − 𝐼𝑙(𝑡。 𝑡30𝑛178。 （ C1:C3) (15) t=𝑛178。 (𝐶1:𝐶3)(2𝑈0。 𝑉𝑖𝑛𝑛𝐼𝑙 (16) 在 该模式中，可做如下近似：输出滤波数值较大，副边电流相 对于原边 电 流 的下降速率很小，又 C1 C3 的充电 放电时间很短，在 这么短的时间 内 ， 原 边 电流可以认为恒定不变 ， 即 ip(t)=Ip。 电容 C1 两端 电压 线性 上升，同时，电容 C3 两端 电压线性下降，二者斜率均 为 𝐼𝑝 2𝐶𝑙𝑒𝑎𝑑⁄ ， 斜率 与负载 的大小成正比，与 Clead 的 大小 成 反比。 模式五 [t4t5] [t4t5] Td 1 d 2d 3 d 4d cd hL 0C cC 0RD 3D 1D 2D 4L kV i ni cdi燕山大学本科 毕业设计（论文） 9 Td 1 d 2d 3 d 4d cd hL 0C cC 0RD 3D 1D 2D 4L kV i ni cdi当 整流桥电压 Vrec 降至为 钳位 电压 Vcc 时 ， 二极管 dh 导通并且 Cc 为 整流桥提供电压。 Cc 的存在使 得变压器副边电压的下降速度小于原边，导致电位差并产生感应电动势 作用在 Lk 上 ， 从而 加 快了 C3 的 放电速度 ， 为 S3 的 零电压开通提供了一定条件。 事实上 ，该 模式的时间 极短 ，因此电流下降 时间 基本按 由 t3 到 t5 处理。 t35 = 2𝑉𝑖𝑛.𝐶𝑙𝑒𝑎𝑑𝐼𝑝 (17) 模式六 [t5t6] C3 放电 完全 电压降为零 ， D3 导通 ， 此时 开通 S3， 由于 较大的原边电流 和 Lk， D3 仍处于 导通状态，所以 S3 是 零电压 开通。 S3 与S1 之间 的死区时 间 td＞ t35。