毕业论文_多进制载波相位调制解调系统的仿真实现(编辑修改稿)

毕业论文_多进制载波相位调制解调系统的仿真实现(编辑修改稿)内容摘要：

只是为了改用 A 方式编码，而采用两个π /4 相移器代替一个π /2 相移器。 码变换器的功能是使由 cd 产生的绝对相移符合由 ab 产生的相对相移规则。 由于当前的一对码元 ab 产生的相移是附加在前一时刻已调载波相位之上的，而前一时刻载波相位有 4 种可能取值，故码变换器输出的 cd 间有 16种可能关系。 这 16 种关系如图 310 所示。 s(t) 0 2T 4T 6T 8T 10T t I 路 Q 路 A(t） 图 39 QDPSK 调制框图 当前输入的一对码元及要求 的相对相移 前一时刻经过码变换后的一对码元及所产生的相位 当前时刻应当给出的变换后一对码元和相位 a k b k Δθk ck1 dk1 θk1 ck d k θk 0 0 900 0 0 0 1 1 1 1 0 00 900 1800 2700 0 1 1 1 1 0 0 0 900 1800 2700 00 0 1 00 0 0 0 1 1 1 1 0 00 900 1800 2700 0 0 0 1 1 1 1 0 00 900 1800 2700 1 1 2700 0 0 0 1 1 1 1 0 00 900 1800 2700 1 0 0 0 0 1 1 1 2700 00 900 1800 1 0 1800 0 0 0 1 00 900 1 1 1 0 1800 2700 +π/4 串 /并变换 相乘电路 π/4 载波产生 相乘电路 码变换 相加电路 1 1 1 0 1800 2700 0 0 0 1 00 900 图 310QDPSK 码变换关系 在上图中，若当前时刻输入的一对码元 a k b k为“ 00”，则应该产生相对相移 Δθk =900。 另一方面，当前时刻的载波相位有 4 种可能的取值，即 900 00 2700 1800，它们分别对应前一时刻变换后的一对码元 ck1 dk1的 4 种取值。 所以，现在的相移 Δθk 应该视前一时刻的状态加到对应的前一时刻载波相位 θk1上。 设前一时刻的载波相位 θk1为 1800，则现在应该在 1800基础上增加到 2700，故要求的 ck d k 为“ 10”。 也就是说，这时的码变换器应该将输入一对码元“ 00”变换为“ 10”。 码变换器可用图 311 所示的电路实现。 a k ck b k d k ck1 dk1 图 311 码变换器 我们用“ 0”和“ 1“代表二进制码元。 但是，在电路中用于相乘的信号应该是不归零二进制双极性矩形脉冲。 设此脉冲的幅度为“ +1”和“ 1”则对应关系是： 二进制码元“ 0”对应“ +1”；二进制码元“ 1”对应“ 1”。 表 312 QDPSK 基带信号与支路信号 基带信号 1 0 1 1 0 1 0 0 1 1 I 路 1 1 1 1 1 Q 路 1 1 1 1 1 解调方法： 极性比较法的解调原理框图如图 312 所示 只读存储器 T T 图 312QDPSK 解调原理框图 QDPSK 信号的极性比较法解调原理和 QPSK 信号的一样，只是多一步逆码变换，将相对码变成绝对码。 逆码变换原理框图如图 313 所示。 ck a k ck1 ck1 ck1 dk1 dk1 d k b k b k 图 313 逆码变换器原理框图 设第 k 个接收信号码元可以表示为 （ ） 相干载波： 上支路： 相 乘 电路 低通 滤波 抽样判决 逆码变换 串 / 并变换 抽样判决 低 通 滤波 相乘电路 载 波 提取 定时提取 +π/4 π/4 )co s ()( 0 kk tts   TktkT )1( )4cos( 0  t延迟 T 延迟 T 交 叉 直 通 电 路 下支路： 信号和载波相乘的结果： 上支路： （ ） 下支路 ： （ ） 低通滤波后：上支路 ： 下支路 ： 判决规 则 按照 k 的取值不同，此电压可能为正，也可能为负，故是双极性电压。 在编码时曾经规定： 二进制码元 ―0‖  ― ＋ 1‖ 二进制码元 ―1‖  ― － 1‖ 现在进行判决时，也把正电压判为二进制码元 ―0‖ ，负电压判为 ―1‖ ， 即 ― ＋ ‖  二进制码元 ―0‖ ― － ‖  二进制码元 ―1‖ 判决规则表 313： 信号码元相位 k 上支路输出 下支路输出 判决器输出 c d 0 90 180 270 ＋ － － ＋ ＋ ＋ － － 0 1 1 0 0 0 1 1 逆码变换器 设逆码变换器的当前输入码元为 ck 和 dk ，当前输出码元为 ak 和 bk ，前一输入码元为 ck1 和 dk1。 为了正确地进行逆码变换，这些码元之间的关系应该符合码变换时的规则。 为此，现在把码变换表中的各行按 ck1 和 dk1 的组合为序重新排列。 逆码变换表 314 前一时刻输入的一对码元 当前时刻输入的一对码元 当前时刻应当给出的逆 变换后的一对码元 )4cos( 0  t)4c o s (21)4(2c o s21)4c o s ()c o s ( 000    kkk ttt)4c o s (21)4(2c o s21)4c o s ()c o s ( 000    kkk ttt)4cos(21  k)4cos(21  k ck1 dk1 ck dk ak bk 0 0 0 0 1 1 0 1 1 0 0 0 1 1 0 1 1 0 0 1 0 0 1 1 0 1 1 0 1 0 0 1 0 0 1 1 1 1 0 0 1 1 0 1 1 0 1 1 0 0 1 0 0 1 1 0 0 0 1 1 0 1 1 0 0 1 1 0 1 1 0 0 表中的码元关系可以分为两类 ： (1)当 时， (2)当 时， QPSK 和 QDPSK 系统的功率谱密度 对于 QPSK 系统，有 0( ) ( ) c o s ( )SkkS t g t k T w t    （ ） 式 中， g(t)为基带波形， ST 为码元宽度， k 对应有四种取值。 S（ t）还可以写成 0000( ) ( ) c os c os ( ) sin sin[ c os sin ]s k s kkkkS t g t k T w t g t k T w ta w t b w t    （ ） 式 中 111   kk dc    11kkk kkk ccb dda011   kk dc  11kkkkkk ddb cca c o s ( )sin ( )2k k sk k ssba g t k Tb g t k TTT S（ t）信号含有四种不同的 k 值，与四进制数字信号对应。 根据式 ， k等概率取值时，可以计算得到 QPSK 信号的功率谱为  22001( ) ( ) ( )2sW f f G f f G f f    （ ） 式中， sT =1/ f =2 bT ， G（ f）为基带波形 g(t)的傅立叶变换。 对于矩形波基带数字信号，设其幅度为 S，码元宽度为 sT ，则 s i n() sSsfTW f A TfT （ ） 因而， QPSK 信号单边功率谱为 22 00si n ( )()() ss sf f TW f A Tf f T  QDPSK 信。