单片机控制的多路数据采集系统本科毕业论文(编辑修改稿)

单片机控制的多路数据采集系统本科毕业论文(编辑修改稿)内容摘要：

RG上产生的不平衡电流 ΔI=VI /RG；流过晶体管 BG1和 BG2，由于晶体管 BG3和 BG4为镜象电流源所偏置，迫使流过BG3和 BG4集电极的电流相等。 因此由差分输入电压所产生的不平衡电流流过另一个外接电阻 RS，由于反馈放大器的作用，该放大器的输出电压 Vo 和电阻 RS两端的电压保持相等，因此可得： GSIO RRVV  (21) 即放大器的放大倍数的计算公式为 22 所示： GSIO RRVVG  (22) 可见，只要适当改变 RS / RG之比值即可改变放大器增益。 其放大倍数可在 1~1000的范围内调整。 作为一个精密的仪用放大器， AD521 仅有两只增益调整电阻 RG 和 RS，通过调整RG和 RS的阻值，可使放大器在 ～ 1000 增益值范围内取得任意值，电阻 RG和 RS之比率的调整不会影响 AD521 的高 CMR（达 120dB），或高 输入阻抗（ 3109 欧姆 ）。 此外， AD521 与大多数由单个运放组成的仪用放大器的不同点是： IX1 △=△VO/RS BG4 BG3 BG1 BG2 2I 2I 镜 象 电 流 源 U+ U 敏感端 输出端 IVI/RG I+VI/RG RG VI/RG=△I RS IX2 I I 基准端 VI 毕业设计（论文） 8 （ 1） 不需要采用精密匹配的外接电阻。 （ 2） 输入端可承受的差动输入电压可达 30V，有较强的过载能力。 （ 3） 对各个增益段均进行了内部补偿，并具有优良的动态特性，其增益带宽达40MHz。 AD521 放大器的典型外部接线图 如图 3 所示。 引脚 OFFSET(4， 6)用于调整放大器零点，调整线路是芯片 4， 6 接到 10 千 欧姆 电位器的两个固定端，电位器滑动端接负电源 U(脚 5)。 引脚 RG(2， 14）用于外接电阻 RG，电阻 RG用于调整放大倍数。 引脚 RS(10，13)用于外接电阻 RS，电阻 RS用于对放大倍数进行微调。 选择 RS=100 千 欧姆 177。 15%时，可以得到比较稳定的放大倍数。 7121310811645111423A D 5 21+ 15 V1 5 VRG1 0KRs 1 00 K输入输出 图 3 AD521 的外部接线图 因为选择 RS=100 千 欧姆 177。 15%时，可以得到比较稳定的放大倍数，本设计选择 RS为 100 千 欧姆 ，根据公式（ 21）可知，只要 RG选择不同的阻值，就可以得到不同的放大倍数，即就是增益值。 表 2 所示为 RG选择不同的阻值，对应的增益值。 表 2 增益表 增 益值 RG 1 兆欧姆 1 100 千欧姆 10 10 千欧姆 100 1 千欧姆 1000 100 欧姆 采样 /保持电路 由于模拟量转换成数字量有一个过程，这个动态模拟信号在转换过程中是不确定的，从而引起转换器输出的不确定性误差，直接影响转换精度。 尤其是在同步测量系统中，几个通道的模拟量均需取同一瞬时值。 如果通过多路开关将各通道的信号按时序分别直接送入 A/D 转换器进行转换（共享一个 A/D），所得到的值就不是同一瞬时值，无法进行比较、判断与计算。 因此，要求输入同一瞬时 的 模拟量在整个 模数转换过程中保毕业设计（论文） 9 持不变，但在转换之后，又要求 A/D 转换器的输出端能跟踪输入模拟量的变化。 能完成上述任务的器件叫采样 /保持电路，简称采 /保器（ S/H）。 当输入信号为缓慢变化的信号，在 A/D 转换期间的变化量小于 A/D 转换器的误差，且不是多通道同步采样时，则可以不用采样 /保持电路。 最基本的采 样 /保持 电路由模拟开关、保持电容和缓冲放大器组成，如图 4 所示图中 S 为模拟开关， UC模拟开关 S 的控制信号， CH为保持电容。 当控制信号 UC 为采样电平时，开关 S 导通，模拟信号通过开关 S 向保持电容 CH充电，这时输出电压 Uo 跟踪输入 电压 UI的变化。 当控制信号 UC为保持电平时，开关 S 断开，此时输出电压 Uo 保持模拟开关 S 断开时的瞬时值。 为使保持阶段 CH上的电荷不被负载放掉，在保持电容 CH与负载之间需加一个高输入阻抗缓冲放大器 A。 采 样 /保持 电路有两种工作状态，即 “采样 ”和 “保持 ”状态，在采样状态中，采 样 /保持 电路的输出跟随模拟输入电压。 一旦发出保持命令，采 样 /保持 电路将保持采样命令撤消时刻的采样值，直到保持命令撤消并再次接到采样命令为止。 此时采 样 /保持 电路的输出重新跟随输入模拟信号的变化，直到下一个保持命令发生时为止。 图 4 采样 /保持器原理图 1. 采样 /保持电路的主要参数 （ 1）孔径时间 tAp 在采 样 /保持 电路中，由于模拟开关 S 有一定的动作滞后，保持命令发出后到模拟开关完全断开所需的时间称为孔径时间 tAp。 由于孔径时间的存在，采样时间被额外延迟了，在 tAp期间输出仍跟随输入变化。 （ 2）捕捉时间 tAC 采 样 /保持 电路的控制信号 UC 由 “保持 ”电平转为 “采样 ”电平之后，其输出电压 Uo将从原保持值过渡到跟随输入 信号 UI值，这段过渡时间称为捕捉时间 tAC。 它包括模拟开关的导通延时时间和建立跟踪的稳定时间，显然，采样周期必须大于捕捉时间，才能保证采样阶段充分地采集到输入的模拟信号 UI。 （ 3）保持电压衰减率 在保持状态下，由于保持电容的漏电流会使保持电压发生变化，式 23 中 ID为保持阶段保持电容 CH 的泄漏电流，它包括缓冲放大器的输入电流、模拟开关断开时的漏电流、电容内部的漏电流等。 增大电容 CH可减少这种变化，但捕捉时间 tAC也随之增大。 UO UC CH 模拟输入信号 驱 动信号 UI S A 毕业设计（论文） 10 此外，减小 ID可减少这种变化。 采用高输入阻抗的运算放大器，选择优质电容如缉、 聚四氟乙烯电容作保持电容以及选用漏电流小的模拟开关等措施，可以减少保持电压的变化。 HDtu CIdd 0 (23) 2. 采样 /保持器的选择 与连接电路 采样 /保持器的选择，是以速度和精度作为最主要的因素。 因为影响采样 /保持器的误差源比较多，所以关键在于误差的分析。 在选择时，一般优先考虑 单 片集成产品，因为它具有中等性能而价格较低。 所谓价格较低，是指采集时间为 4μs 时，采集误差即 处于 输入值到终值 %的误差带内 ；采集时间为 5μs～ 25μs 时，则采集误差为 %。 单片集成 /保持器大都需要外接保持电容。 保持电容的质量直接关系到采样 /保持器的精度。 一般 工作温度范围为 0℃ ~+50℃ ，并已在 25℃ 时调整偏移误差和增益误差至零，则可对单片集成采样 /保持器 做 出如表 3 所示的误差和性能估算。 表 3 采样 /保持器的误差估算 误差源 性 能 误 差 采集误差 额定采集时间相应的误差 % 增益误差 增益误差温度系数为 15106/℃ ，温度变化为 177。 25℃ ， 所 以 增 益 误 差 为1510625 % 偏移温漂 误 差 偏移温漂约为 30μV/℃ ，温度变化177。 25℃ ，所以最大偏移温漂误差为3025=750（ μV）。 对于 10V 满量程输入，误差为 750μV/10V % 非线性误差 一般额定值 % 降落误差 与保持电容质量关系很大，降落率 dU/dt约为 ～ 100μV/μs。 且是温度的函数。 取 dU/dt（ 25℃ ） =10μV/μs，则+50℃ 时该值将增为 10 倍。 假设保持时间 10μs ， 则 电 压 降 落 为10μV/μs1010μs=1mV，为满量程值的% % 介质吸收 一般估计 % （孔径抖动未计算在内） 总误差（最坏情况） % 毕业设计（论文） 11 总静态误差（均方根值） % 常用的集成采样 /保持器有 AD58 AD58 AD585 以及国家半导体公司的LF198/298/398 等。 本设计 选用 AD582。 AD582 是美国 Analog Devices 公司生产的通用型采样保持器。 它由一个高性能的运算放大器、低漏电阻的模拟开关和一个由结型场效应管集成的放大器组成 [5]。 它 采用 14 脚双列直插式封装，其管脚及结构示意图如图 6所示，其中脚 1 是同相输入端，脚 9 是反相输入端，保持电容 CH在脚 6 和脚 8 之间，脚 10 和脚 5 是正负电源，脚 11 和脚 12 是逻辑控制端，脚 3 和脚 4 接直流调零电位器，脚 2,7,13,14 为空脚 (NC)。 + IN1NC2N U LL3N U LL4U s5CH6NC7 O U TP U T 8IN 9+ U s 10L 11L+ 12NC 13NC 14 图 5 AD582 管脚 图 由于 AD582 的以下特征，本设计所以选择 AD582 采样保持器。 （ 1） 有较短的信号捕捉时间，最短达到 6μs。 该时间与所选择的保持电容有关，电容值越大，捕捉时间越长，它影响 采样频率。 （ 2） 有较高的采样 /保持电流比，可达到 107。 该值是保持电容器充电电流与保持模式时电容漏电流之间的比值，是保证采样 /保持器质量的标志。 （ 3） 在采样和保持模式时有较高的输入阻抗，约 30 兆欧姆。 （ 4） 输入信号电平可达到电源电压 177。 U S，可适应于 12 位的 A/D 转换器。 （ 5） 具有相互隔开的模拟地、数字地，从而提高了抗干扰能力。 （ 6） 具有差动的逻辑输入端 +IN 和 IN，利用差动的逻辑输入端 +IN 和 IN，可以由任意的逻辑电平控制其开关。 在高压 COMS 的逻辑电平为 0V 和 +9V 时， IN 接入 +5V后，则 0V输入使芯片处于跟踪模式， +9V输入时芯片工作在保持模式下。 （ 7） AD582 可与任何独立的运算放大器连接，以控制增益或频率响应，以及提供反相信号等。 由于 AD582 的孔径时间 tAP=50ns、捕捉时间 tAC=6μs， 12 位的 AD574 的转换时间tCONV=25μs， 则可以计算出系统可采集的最高信号频率如式 24 所示。 K H ztf APn 12 1 91121m a x    (24) 由（ 24）式可见，本设计的系统能对频率不高于 的信号进行采样，使 系统可采集的信号频率提高了许多倍，大大改善了系统的采样频率。 因此，在数据采样系统中加入采样 /保持器是很有必要的。 但是由采样定理可知，一个有限带宽的模拟信号是毕业设计（论文） 12 可以在某个采样频率下重新恢复而不丧失任何信号的，该采样频率至少应为两倍于最高信号频率。 这意味着带采样 /保持器的数据采集系统必须在速率至少为两倍的信号频率下采样、转换，并采集下一个点。 因此，本设计的系统可处理的最高输入信号频率应为式25 所示。     K H ztttf APC ON VAC 12 1 966m a x   (25) AD582 是反馈型采样 /保持器，保持电 容接在运算放大器 A2 的输入端 (脚 8)与反相输入端 (脚 6)之间。 根据 “密勒效应 ”，这样的接法相当与在 A2 的输入端接有点容C1H=(1+A2) CH (A2为运算放大器 A2的放大倍数 )。 所以 AD582 外接较小的电容可获得较高的采样速率。 当精度要求不高 (177。 %)而速度要求较高时，可选 CH=100PF，这样的捕捉时间 tAC 6us。 当精度要求较高 (177。 %)时，为了减小馈送的影响和减缓保持电压的下降，应取 CH=1000PF。 因此，本设计的系统根据对采集精度的要求 可以配置不同的CH的， 图 6 为 AD582 的连接图。 34Us5+Us10CH6O U T P U T8I N9L11L+12+ IN1A D 5 8 20 .0 5 u FCH1 5 V0 .0 5 u F+ 1 5 VRL2K1 0 KUoUi。