1000w大功率开关电源设计_毕业设计论文(编辑修改稿)

1000w大功率开关电源设计_毕业设计论文(编辑修改稿)内容摘要：

电流按正弦规律变化，当电流谐振到零时，令开关管关断，使谐振停止。 由图 23(b)可知为 ZVS开关，是通过谐振元件和开关管的并联实现的。 当洛阳理工学院毕业设计（论文） 10 开关管关断时，谐振元件串联并产生谐振，此时电压按正弦规律变化，当电压谐振过零时，将开关管 S导通。 采用谐振式全桥变换电 路，可以大大提高开关电源工作的安全性。 因为负载对谐振变换电路的影响较大，所以为了保证输出直流电压稳压的方式，采用了脉冲频率调制 (PFM)。 移相式全桥变换器 由于移相控制全桥变换电路具有移相控制实现方便、开关损耗小、可靠性高等优点，已经普遍的应用在大功率应用场合中。 其功能是指保持每个开关管的导通时间不变，每个桥臂的功率管互补导通成 180176。 ，两个桥臂的导通角相差一个相位。 因此它是通过调节移相角的大小来调节输出电压的。 除此之外，它还利用谐作用振来实现零电压或零电流的开关换流。 由以上分析可知，采用 移相式全桥变换电路较好。 控制电路的设计 由于 DC/DC 变换器的正常工作运行是需要控制电路提供适当的驱动脉冲的，所以控制电路在开关电源系统中是不可或缺的。 如果控制电路输出的触发信号不稳定，或者误触发，则会导致短路，损坏开关器件。 由各电路的功能，我们可以将控制电路部分分为脉冲触发电路、反馈控制电路、保护电路等部分（如图 24）。 我们从图 24 中 可以看出，脉冲产生电路是由保护电路和软启动电路控制产生脉冲信号，然后经过触发电路作用于电源的主电路。 洛阳理工学院毕业设计（论文） 11 电 源 主 电 路触 发 电 路脉 冲 产 生 电 路软 启 动 电 路保 护 电 路电 压 反 馈 控 制 电路辅 助 电 路 图 24 开关电源控制电路框图 电压反馈控制通过 检测电压的大小，对输出电压进行采样，然后将采样电压与参考电压进行比较得到一个电压误差，再将电压误差进行处理后送给脉冲产生电路，从而调节输出脉冲的脉宽，实现输出电压稳压的目的。 驱动电路作为执行部分，其工作原理是将控制电路输出的 PWM 脉冲信号驱动大功率开关管。 由于所提供的脉冲幅度以及波形会影响开关管的开关过程，所以，应该选择适当的驱动电路。 因为电源的输出滤波电容较大，开始时会产生非常大的充电电流。 它不仅使开关管有可能损坏，而且也会引起过流保护装置误动作。 若为了避过流保护的误动作而将保护电路的动作时间延长，这 将会降低过流保护的安全可靠性。 输出电压在合闸时容易出现过冲，这种过冲，合闸时可能发生，在关闭电源时也可能产生。 因此，软启动电路可以消除这种冲击，在启动时提供一个逐渐上升的电压信号给脉冲产生电路，使其得到缓冲而慢慢建立起电压。 为了提高安全可靠性，开关电源保护电路的功能为过流保护、过压保护、欠压保护、温度保护。 其中，过流保护和过压保护是为了保护负载和电源两者而设置的；欠压保护和温度保护是为了电源本身而设置的。 洛阳理工学院毕业设计（论文） 12 整流滤波电路的设计 整流滤波包括输入和输出整流滤波，可以提高电压或者电流的稳定度。 输入整流滤波回路 本文设计的是 1000W 大功率电源。 为了减小电源的输入滤波电容，本文使用的输入整流滤波是通过三相桥式整流和谐振元件组成。 输出整流滤波回路 在大功率电源的设计中，常用的输出整流滤波分为桥式整流和全波整流。 桥式整流电路相比较于全波整流除了适合输出电压比较高的电路之外，还具有使变压器结构简单和降低整流管电压的作用，所以桥式整流电路在输出滤波上更好。 洛阳理工学院毕业设计（论文） 13 第 3 章 开关电源主电路的设计 开关电源的设计要求 本文 设计的大功率开关电源主要应用于电力系统的高频开关电源 ，确定 技术指标如下 : :380V 20%； :50Hz 10%； : 以上； :437V 5V； :320V 5V； :220V； 7. 输出电压范围 :176286V； : Vo 为 10mV； :5A； :325V 5V； :195V 5V； 在该 课题 的设计 过程中，主要对大功率开关电源的工作原理、电路结构作了分析 ，并结合 开关电源 的 相关 参数，确定 并设计出了开关电源的电路结构。 电路结构框图 通过对 大功率开关电源 设计的任务 要求， 我们对选取的方案作了一些验证和比较。 通过图 31 可以看出 主电路 和控制电路的基本组成。 其中，主电路包括输入整流滤波、高频逆变 和输出整流滤波三个部分。 控制电路洛阳理工学院毕业设计（论文） 14 包括监控单元、控制和保护单元、辅助电源和反馈四个部分。 E N I全 桥 整 流 滤 波 高 频 逆 变 整 流 滤 波交 流 输 入辅 助 电 源控 制 和 保 护 单 元反 馈直 流 输 出监 控 单 元集 中 监 控 单 元 图 31 开关电源的电路结构框图 经过分析比较和电路元器件的选择后作具体的电路设计，如图 32 所示。 该电路分为 输入整流滤波 电路、 单相逆变桥 和 输出整流滤波电路。 三相 交流 输入 电 首先要 经 过 EMI 整流 滤波 ，其 作用 主要是 是 滤除功率管开关产生的电压电流尖峰和毛刺，减小对系统的干扰。 然后再将信号送到全桥整流滤波电路，它采用了 LC 滤波， 其主要 作用是 延长了电流导通时间，限制了电流峰值，从而达到提高电源的输入功率因数的目的。 除此之外，电 阻 1R和 2存在的目的 是 为了 平 衡串联电容上的电压，维持系统稳定。 而高频电容与电解电容的并联是为了滤除高频谐波，同时也弥补了电解电容在高频特性方面的不足。 C 9L 1C 1C 2C 3C 4R 1R 2C 5C 6C 7T 1T 2R 3L 2D 1D 2Q 1Q 2Q 3Q 4C 8C 1 0C 1 1C 1 2C 1 3L 3C 1 4 C 1 5L 4D 3D 4D 5D 6D 7C 1 6C 1 7C 1 8电 流 采 样 图 32 开关电源的电路结构图 洛阳理工学院毕业设计（论文） 15 为了满足高压、高功率的要求，在 单相逆变桥电路中选择使用绝缘栅双极晶体管（ IGBT）。 其中，电容 C7 和 C8 并联在两个桥臂之间，起到了降低两个桥臂之间的尖峰的干扰的作用。 电感 L2 和电容 C1 C1 C18起到了 防止变压器 T2 的直流偏磁的作用。 为了检测原边电流是否满足要求，变压器的原边需要添加交流互感器。 在输出整流滤波电路中，选择全桥整流滤波电路，以满足高压的要求。 其中，高频滤波电感 L4，电解电容（ C C1 C15）和高频电容（ CC14）是为了滤除高频谐波分量。 共模电感 L3， Y 电容（ C1 C13）是为了抑制共模分量。 电流采样电阻和输出二极管 D3 是为了防止电池电流反灌。 输入整流滤波电路 该电源的输入整流滤波电路为整流桥电路和输入滤波电路两部分。 整流桥电路 工作频率为 50Hz，输入电压为 380V 三相交流电压，采用三相整流桥。 （ 1） 耐压 整流桥输入电压的最大值 VUU inin a x.  （ 31） 整流二极管的电压峰值为 VU in 4 4%)201(3 8 022 m a x.  （ 32） 选取的裕量为 50%时 7%)501( 4  根据整流桥的实际电压参数，我们选择耐压为 1200V 的 整流桥。 （ 2） 额定电流 因为电源的效率会随着输入功率的变化而变化，所以我们应选择电源的效率的最小值。 因此，选择的电源效率为 80%。 输入功率为 洛阳理工学院毕业设计（论文） 16 WP p n 13  （ 33） 因为最大输入电流选取的是交流输入电压的下限，所以 VU in 304%80380m a x.  （ 34） 最大输入线电流 AUPIinmin m i a x. （ 35） 取整流桥的额定电流为 10A。 输入整流电容 输入整流电容 Cm 取 决于输出保持时间和输入纹波电压的大小。 当系统电压最低时接在三相桥式整流电路两端的平均输出电压 E 为 aEE π 23 （ 36） 其中，aE为交流输入线电压。 考虑到本设计的相关参数得 VE 0%)201(38  （ 37） 通过直流输入电路的平均电流为 AEPI mav  （ 38） 单相全桥整流滤波电路的滤波电容为： IC avm 600~400 （ 39） 由于三相全桥整流滤波电路的基频为单相全桥整流滤波电路的 3 倍。 因此，三相电路的滤波电容为： IC avm 200~133 （ 310） 代入相关参数得 uFC m 6 7 0 0  （ 311） 根据计算结果，我们选择 4 个 1000μF/400V 的电解电容。 洛阳理工学院毕业设计（论文） 17 输入滤波电感 输入滤波电感中最大电流为电路电压处于交流输入电压下限时通过输入电路的电流的平均值Iav。 考虑到滤波电感的作用，则其 电感越大，电流脉冲就越小，输入功率因素越高。 但由于各方面的条件制约，我们只能选用 1053215 C硅钢片铁芯，线径为 ㎜，电感为 18mH 的工频电感。 逆变电路的设计 功率转换电路 通过第二章的分析可以知到，本文设计的开关电源为功率电源一类，选用全桥式功率转换电路较好。 确定电路工作频率 考虑到开关管的相关参数、主电路及控制电路的特性等一系列因素，选取开关管的工作频率为 30KHz。 高频变 压器的计算 （ 1）选取工作磁通密度 考虑到高频变压器的相关参数，我们应选取的磁芯为 MX0200 铁氧体材料，那么它的工作磁通密度为 900Gs。 （ 2）考虑磁芯规格并计算原边绕组匝数 根据开关电源所选用高频变压器的设计要求，我们采用环形磁芯。 那么，选用的环形磁芯的规格为： mmhdD 20601 2 0  式中： D—— 环形磁芯的外径； d—— 环形磁芯的内径； h—— 环形磁芯的厚度。 高频变压器的原边总的截面积为： 1002 11  BtVSN onC （ 312） 式中，工作频率f为 30KHz；ont为导通时间，由计算所得的占空比可洛阳理工学院毕业设计（论文） 18 知，导通时间取 11μs； 1V为原边绕组上的电压，其最大值为系统电压最大时的三相整流滤波输出电压。 那么max1V应当取值为： VV %)201(380m a x1  （ 313） 磁芯截面积cS为： 26 0 0202 601 2 02 mmhdDS C  （ 314） 那么，高频变压器原边绕组的匝数 1N为：  N （ 315） 高频变压器原边绕组的匝数应当取整，结果为 66。 （ 3）按照设计要求，输出电压的最大值为 286V。 考虑到线路传输的压降，选取该压降为。 因此，该开关电源的输出电压最大值为： VV o 2 2 5m a x.  （ 316） 考虑到相关参数和结算结果，我们选取输出整流二极管的压降为 2V，滤波电感的压降为 ， 开关桥的最大占空比 maxD 为。 那么，当满足输出电压最大值与额定负载时，高频变压器副边绕组电压最小值为： VV 9 ) 2 5(m i n2  （ 317） 又因为理想变压器的原、副边的电压比与其绕组的匝数比相等，所以得高频变压器的副边绕组匝数的计算公式为： 1min1min22 NVVN  （ 318） 其中，原边绕组的电压最小值为： VV %)201(380m i n1  （ 319） 因此，通过计算我们可以得到高频变压器的副边绕组的匝数为： N （ 320） 对上式结果取整后可以得到高频变压器副边绕组匝数为 79。 （ 4）实际占空比的计算 当满足输入电压最低和输出电压最高时，有最大脉冲占空比 maxD。 洛阳理工学院毕业设计（论文） 19 VV。