pwm-m可逆调速系统设计运动控制系统课程设计说明书(编辑修改稿)

pwm-m可逆调速系统设计运动控制系统课程设计说明书(编辑修改稿)内容摘要：

入第Ⅲ段即转速调节阶段后，必须使转速调节器退出饱和状态。 按照 PI调节器的特性，只有使转速超调， ASR的输人偏差电压为负值，才能使 ASR 退出饱和。 这就是说，采用 PI 调节器的双武汉理工大学《运动控制系统》课程设计说明书 13 闭环调速系统的转速动态响应必然有超调。 在 一般情况下，转速略有超调对实际运行影响不大。 如果工艺上不允许超调，就必须采取另外的控制措施。 最后，应该指出，晶闸管整流器的输出电流是单方向的，不可能在制动时产生负的回馈制动转矩。 因此，不可逆的双闭环调速系统虽然有很快的起动过程，但在制动时，当电流下降到零以后，就只好自由停车。 如果必须加快制动，只能采用电阻能耗制动或电磁抱闸。 同样，减速时也有这种情况。 类似的问题还可能在空载起动时出现。 这时，在起动的第Ⅲ阶段内，电流很快下降到零而不可能变负，于是造成断续的动态电流，从而加剧了转速的振荡，使过渡过程拖长，这是又 一种非线性因素造成的。 PI 调节器的稳态特征 一般存在两种状况：饱和 —— 输出达到限幅值；不饱和 —— 输出未达到限幅值。 当调节器饱和时，输出为恒值，输入量的变化不再影响输出，除非有反向信号使调节器退出饱和；换句话说，饱和的调节器暂时隔断了输入和输出间的联系，相当于使该调节环开环。 当调节器不饱和时， PI 作用使输入偏差电压在稳态时总是零。 实际上，在正常运行时，电流调节器是不会达到饱和状态的。 只有转速调节器饱和与不饱和两种情况。 速调节器不饱和 这时，两个调节器都不饱和，稳态时，它们的输入偏差电 压都是零。 因此 *nnU U n *i i dU U I 由第一关系式可得： 0inUnn 与此同时，由于 ASR 不饱和， **i imUU ，从上述第二个关系式可知： d dmII。 这就是说， 0nA 段静特性从 dI =0 （理 想空载状态）一直延续到 武汉理工大学《运动控制系统》课程设计说明书 14 d dmII。 而 dmI 一般都是大于额定电流 dnomI 的，这就是静特性的运行段。 转速调节器饱和 这时， ASR 输出达到限幅值 *imU ，转速外环呈开环状态，转速的变化对系统 不再产生影响。 双闭环系统变成一个电流无静差的单闭环系统。 稳态时 *imd dmUII 最大电 流 dmI 是设计者选定的，取决于电机的容许过载能力和拖动系统允许的最大加度所描述的静特性是图 26中的 AB段。 这样的下垂特性只适合于 n0n的情况。 因为如果 0nn ，则 *nnUU ， ASR 将退出饱和状态 图 26 双闭环调速系统的静特性 双闭环调速系统的静特性在负载电流小于时 dmI 表现为转速无静差，这时，转 负反馈 起主要调节作用。 当负载电流达 dmI 后，转速调节器饱和，电流调节器起主要调节作用，系统表现为电流无静差，得到过电流的自动保护。 这就是采用了两个 PI 调节器分别形成内、外两个闭环的效果。 这样的静特性显然比带电流至负反馈的单闭环系统静特性好。 然而实际上运算放大器的开环放大系数并不是无穷大，静特性的两段实际上都略有很小的静差。 无静差系统的稳态计算相似，即根据各调节器的给定 反馈值计算有关的反馈系数： 武汉理工大学《运动控制系统》课程设计说明书 15 各变量的稳态工作点和 稳态参数计算 双闭环调速系统在稳态工作中，当两个调节器都不饱和时，各变量之间有下列关系 * 0nnU U n n   *i i d dlU U I I   *d o e d e n d lct s s SU C n I R C U I RU k K K   上述关系表明，在稳态工作点上，转速 n是由给定电压 *nU 决定的， ASR 的输出量 *iU 是由负载电流 dlI 决定的，而控制电压 ctU 的大小则同时取决于 n 和 dlI ，或者说，同时取决于 *nU 和 dlI。 这些关系反映了 PI 调节器不同于 P调节器的特点。 比例环节的输出量总是正比于其输入量，而 PI 调节器则不然，其输出量的稳态值与输入无关，而是由它后面环节的需要决定的。 后面需要 PI 调节器提供多么大的输出值，它就能提供多少，直到饱和为 止。 鉴于这一点，双闭环调速系统的稳态参数计算与单闭环有静差系统完全不同，而是和无静差系统的稳态计算相似，即根据各调节器的给定与反馈值计算有关的反馈系数： 转速反馈系数 * max/nmUn  电流反馈系数 * /im dmUI 两个给定电压的最大值 *imU 和 *nmU 是受运算放大器的允许输入电压限制的。 武汉理工大学《运动控制系统》课程设计说明书 16 三、 设计任务及要求 设计初始条件 采用双闭环调速系统。 电机参数： uN=220V， IN=136A， Nn=1460r/min； 电动机电动势系数 2 m in /eC V r 晶闸管放大系数 40sK 电枢回路总电阻 R=； 电磁时间常数 TL=； 电力拖动系统机电时间常数 Tm= 额定转速时给定 电压为 10V； 稳态无静差，电流超调量σ i≤ 5%； 空载启动到额定转速时的过度过程时间 ts≤ 要求完成的主要任务 （ 1） PWMM 可逆调速系统电路设计； （ 2） 系统原理图设计； （ 3） 过程分析 ,参数设计计算与校验。 武汉理工大学《运动控制系统》课程设计说明书 17 四、 PWMM 调速系统设计 直流 PWMM 调速系统 整个系统上采用了转速、电流双闭环控制结构，如图 41所示。 在系统中设置两个 调节器，分别调节转速和电流，二者之间实行串级连接，即以转速调节器的输出作为电流调节器的输入，再用电流调节器的输出作为 PWM 的控制电压。 从闭环反馈结构上看，电流调节环在里面，是内环，按典型Ⅰ型系统设计；转速调节环在外面，成为外环，按典型Ⅱ型系统设计。 为了获得良好的动、静态品质，调节器均采用 PI 调节器并对系统进行了校正。 检测部分中，采用了霍尔片式电流检测装置对电流环进行检测，转速还则是采用了测速电机进行检测，达到了比较理想的检测效果。 主电路部分采用了以GTR 为可控开关元件、 H 桥电路为功率放大电路所构成的电路结 构。 控制 PWM 脉冲波形，通过调节这两路波形的宽度来控制 H电路中对电机速度的控制。 图 41双闭环调速系统结构图 直流调速系统的结构如上图所示，其中 UPE 是电力电子器件组成的变换器，其输入接三相 (或单相 )交流电源，输出为可控的直流电压铸。 对于中、小容量系统，多采用由 IGBT 或 P 一 MOSFET 组成的 PWM 变换器。 对于较大容量的系统，可采用其他电力电子开关器件，如 GTO、 IGCT 等。 对于特大容量的系统，则常用晶闸管装置。 根据自动控制原理，反馈控制的闭环系统是按被调量的偏差进行控制武汉理工大学《运动控制系统》课程设计说明书 18 的系统，只要被调量出现偏 差，它就会自动产生纠正偏差的作用。 图 42 桥式可逆 PWM 变化器电路 双极式 控制可逆 PWM 变换器的四个驱动电压波形如图 3 所示，它们的关系是： 1gU 4 2 3gggUUU   。 在一个开关周期内，当 on0 tt 时， AB s=UU，电枢电流 di 沿回路 1 流通；当 ont t T 时，驱动电压反号， di 沿回路 2 经二极管续流， AB s=UU。 因此， ABU 在一个周期内 具有正负相间的脉冲波形。 为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用，在 系统中设置了两个调节器，分别是转速和电流，二者之间实行串级联接 ，把转速调节器的输出当作电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制 PWM 调制器。 从闭环结构上看，电流调节环在里面，叫做内环；转速调节器在外面，叫做外 环。 这样就形成了转速、电流双闭环调速系统。 为了获得良好的静、动态性能，双闭环调速系统的两个调节器都采用 PI调节器 UPE 环节的电路波形分析 图 43 绘出了双极式控制时的电压和电流波形。 电动机电枢电压的平均值则体现在驱动电压正、负脉冲的宽窄上。 当正脉冲较宽时，on 2Tt ，则 ABU 的平均武汉理工大学《运动控制系统》课程设计说明书 19 值为正，电动机正转；反之则反转。 如果正、负脉冲相等，on 2Tt ，平均输出电压为零，则电动机停止。 图 4 所示的波形是电动机工作在正向电动时的情况。 图 43 双极式控制可逆 PWM 变换器波形 直流电动机的电枢电压 ABU 的正、负变化，使电流波形随之波动。 电流波形存在两种情况，如图 4 中的 d1i 和 d2i。 d1i 相当于电动机负载较重的情况，这时负载电流大，在续流阶段电流仍维持正方向，电动机始终工作在第 Ⅰ 象限的电动状态。 d2i 相当于负载很轻的情况，平均电流小，在续流阶段电流很快衰减到零，武汉理工大学《运动控制系统》课程设计说明书 20 于是二极管终止续流，而反向开关器件导通，电枢电流反向，电动机处于制动状态。 d2i 电流中的线段 3 和 4 是工作在第 Ⅱ 象限的制动状态。 电枢电。