通用型蓄电池充电电源硬件设计(编辑修改稿)

通用型蓄电池充电电源硬件设计(编辑修改稿)内容摘要：

Vs=Lp ontIp （ ） 因为 ton =DmaxTs （ ） 所以 Vs=Lp TsDIpmax （ ） 设计中取 Iave=Ip,化简得 Ip= max2VsDPo= *3104*60*2= b. 求原边绕阻的电感值 设计中取的 Dmax=，由式（ ）得 Lp=VsDmaxTs/Ip=310*20* *310= c. 选择磁芯尺寸 计算磁芯面积 AP。 AP 为 Aw（磁芯窗口面积）和 Ae（磁芯有效截面积）的乘积。 如果原边绕阻的线径为 dw，带绕阻的磁芯所占的 AP 值表示为 APp，可以按照下式进行计算 APp =482 10) cmwLpIpd（ （ ） 式中 sBB 21 ，表明工作的磁感应强度变化值取饱和值 Bs 的一半。 例如 TDK EE磁芯， 100 摄氏度时 Bs=3900Gs=，如图 所示： 23900B=1950Gs 图 PC40 磁感应变化曲线 如果引用欧美国家常用的单位密尔，可以写为 mil。 用它时对选择导线简单些，所以密尔是导线的直径或薄板厚度的单位， 1mil= 英寸。 直径为 1mil 的金属丝面积为圆密尔，可以为。 换算时，可以考虑其关系为 1 圆密尔 =*102326 10* mm 英寸，下表列出美式线规重薄膜绝缘的导线规格，包括直径的大小，标称面积的圆密尔和每千英尺的电阻值。 设我们在选择导线时，确定电流密度值为 ，则通 过 电流时需要的圆密尔为*。 参阅表选取 AWG18,其最大的直径为 英寸。 所以将 dw= 代入式（ ）得 APp =823 10*1950 **10**  =4 占窗口大部分面积的是副边绕阻，一般取 APp 只为 AP 的 1/4~1/3,取 APp =1/4P AP=Aw*Ae=3*= 4cm 从产品目录中可以查得 275EI 磁芯和线圈骨架乘积为 AP=Ae*Aw=*= 4cm ,选取此型号磁芯与线圈骨架合适。 d. 计算气隙长度 lg 由于反激工作模式是单向激磁，为防止磁饱和应加气隙。 气隙有较大的磁阻，而且能量是存在气隙所构成的体积 VG 中，故有 1/2LpI82 10*)21(  Gp VHB （ ） 式中 H磁场强度 VG气隙的体积， VG=Ae*lgcm3。 由式 得 lg =cmBAeLpIp 822  = 82 23 101 95 0* *10*** 因此，应在磁芯中心柱打磨出气隙 或在磁心两外侧各打出 ，在这个基础上在进行调整。 也可以选取已有气隙相近的磁心，并进行 调整。 e. 原边绕阻匝数计算 IpBNp  lg=** *1950 匝 (取 50匝 ) f. 副边绕阻匝数计算 绕阻采用堆叠法，这也是变压器厂家常常采用的方法。 其特点是 10V 绕阻给36V绕阻提供部分匝数，而 60V 绕阻则包含了 10V 和 36V 绕阻的匝数和新增的匝数。 堆叠法技术先进，不仅可以节约导线，减少线圈面积，还可以增加绕阻之间的互感量，加强耦合强度。 以 10V 为例，设整流压降为 ，绕阻压降为。 则副边的电压值为 10++= 原边绕阻每组的匝数为 310/60=则副边匝数为 NS=（取 2匝） 因副边取取整数 2 匝，反击电压小于正向电压，新的每匝的反激电压是。 占空比必须以同样的比率变化来维持伏 /秒相等。 Ton= * * Ts 对于 36V 直流输出，考虑绕阻和二极管压降 1V后为 37V VF=37/= 匝 （取 7 匝） 对于 60V 直流输出，考虑绕阻和二极管压降 1V后为 61V NS1=61/= 匝 （ 取 11 匝） g. 副边绕阻的线径 按电流密度值为 ，通过 4A电流需要 *4A=（圆密尔） 考虑集肤效应及绕制方便选 5 股并绕，每股为 1600/5=320 圆密尔，参考表选取AWG25导线。 其圆密尔即为 ，导线实际通过的电流值为 320*5/400=4A 高性能电流控制器 UC3842 是高性能的固定频率电流模式控制器专为离线和直线至电流变换器应用而设计。 这些集成电路具有 微调的振荡器，能进行精确的占空比控制，温度补偿的参考，高增益的误差放大器。 电流去一起昂比较器和电流图腾柱式输出，是驱动功率 MOSFET 的理想器件。 a. 芯片介绍 UC3842 是由 Unitrode 公司开发的新型控制器件，是国内应用比较广泛的一种电流控制型脉宽调制器。 所谓电流型脉宽调制器是按反馈电流来调节脉宽的。 在脉宽比较器的输入端直接用流过输出电感线圈电流的信号与误差放大器输出信号进行比较，从而调节占空比使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变化。 由于结构上有电压环、电流环双环系统，因此，无论开关电源的电压 调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提高，是比较理想的新型的控制器闭。 b. 管脚功能说明 图 芯片封装 管脚 1 误差放大器输出，并可用于环路补偿。 管脚 2 误差放大器的反相输入。 管脚 3 一个正比于电感器的电压接此输入，脉宽调制器使用此信息种植输出开关的导通。 管脚 4 通过将 Rt 接 Vref 以及电容 Ct 接地，使振荡器频率和最大占空比可调。 管脚 5 控制电路和电源接地 管脚 6 该输出直接驱动 MOSFET 的栅极。 管脚 7 接控制集成电路的正电源。 管脚 8 为参考输出，它通过电阻 Rt和电容 Ct提供充电电流。 图 UC3842 时序图 d. 工作描述 UC3842 专门设计用于离线和直流 直流变换器应用的高性能、固定频率、电流模式控制器，为设计者提供使用最少的外部元件的高性价比的解决方案。 代表性框图如下： 图 芯片内部图 e. 振荡器 振荡器频率由定时元件 Rt 和 Ct 选择值决定。 电容 Ct 由 的参考电压通 过 Rt 充电，充至约 ，再由一个内部电流宿放 至。 在 Ct放电期间，振 荡器产生一个内部消隐脉冲保持“或非”门中间输入为高电平，这导致输出位低 状态，从而产生了一个数量可以控制的输出静区时间。 f. 误差放大器 提供一个有可以访问反相输入和输出的全补偿误差放大器。 此放大器具有 90dB 的典型直流电压增益和具有 57176。 相位余量的 增益为 1带宽。 同相 输入在内部偏置于 而不经管脚引出。 典型情况下变换器输出电压通过一个 电阻分压器分压，并由反向输入监视。 最大输入偏置电流为 ，它将引起输 出电压误差，后者等于输入偏置电流和 等效输入分压器电阻的乘积。 g. 电流取样比较器和脉宽调制锁存器 UC3842 作为电流模式控制器工作，输出开关导通由振荡器起始，当峰值电 感电流到达误差放大器输出 /补偿建立门限电平时终止。 这样在逐周基础上误差 信号控制峰值电感电流。 所用的电流取样比较器 脉宽调制锁存器配置确保在任 何的给定的振荡器周期内，仅有一个出现的输出端。 电感电流通过插入一个与输 出开关 Q1 的原极串联的以地位参考的取样电阻 Rs 转换为电压。 此电压由电流 取样输入监视并与来自误差放大器的输出电平相比较。 在正常的工作条件下，峰 值电 感电流有管脚 1上的电压控制，其中： s3 )P in(pk R VVI  当电源输出过载或者如果输出电压取样丢失时，异常工作工作条件将出现。 在这些条件下，电流取样比较器门限将被内部拉至。 因此最大的峰值开关 电流为： )m ax RVIPK （ h. 欠压锁定 采用了两个欠压锁定比较器来保证在输出级被驱动之前，集成电路已完全有 用。 正电源和参考 输出各由分离的比较器监视。 每个都具有内部的滞后，以防止 在通过的它们各自的门限时产生错误输出动作。 UC3842 的 Vcc 比较器上下门限 范围 16V/10V。 i. 输出 这些器件有一个单图腾柱输出级，是专门用来直接驱动功率 MOSFET 的，在 负载下，它能够提供高达  的峰值驱动电流和典型值为 50ns 的上升，下降时间。 还附加一个内部电路，是得任何时候只有欠电压锁定有效，输出就进入灌入式，这个特性使外部下拉电阻不再需要。 图 MOSFET 驱动电路 j. 参考电压 带隙参考电压在 25 摄氏度时调整误差至  %它首要的目的是为了保 证为振荡器定时电容提供充电电流。 参考部分具有短路保护功能并能想附加控制 电路供电提供 200mA 的电流。 主充电电路设计 a 电路设计理念： 如图 所示， IN0正比于电池的电压， IN1通道将 采集 分压电阻两端的电压差值，该电压可以通过一个 分压器得到。 为了最大限度地降低分压器对电池的影响，分压器的电阻值应该足够大，但阻值过高又会使噪声抑制能力下降，因此分压器的电阻值应在 100kΩ 1M 之间选取。 分压比例为 9:1。 采样电压为原电压的十分之一。 IN1 正比于充电电流，根据 R32阻值可将电流转换成电压参数提供给CPU进行 A/D 采样。 P10 端控制放电电路。 MOSFET为开关控制器形成正输入正输出的 buck电路 ,因为 MOSFET的启动电压为 4~8V，单片机不能驱动，于是搭建一个驱动电路。 如图 ， 功率MOSFET属于电压型控制器件，只要 栅极和源极之间施加的电压超过其阈值电压就会导通。 由于 MOSFET存在结电容，关断时其漏源两端电压的突然上升将会通过结电容在栅源两端产生干扰电压常用的互补驱动电路的关断回路阻抗小，关断速度较快。 但它不能提供负压，故其抗干扰性较差。 为了提高电路的抗干扰性，可在此种驱动电路的基础上增加 Q Q2以及 R23组成的 负压 从而 避免受到干扰产生误导通。 图 BUCK 电路原理图 b。