ifec能源挑战赛报告(编辑修改稿)

ifec能源挑战赛报告(编辑修改稿)内容摘要：

作用主要是储能，同第一级 的电 容 C2， 电容电压与输出电流的关系 𝐼02 = 𝐶3𝑑𝑈02𝑑𝑡 设 rv为电压纹波系数，则有： 𝐶3 = 𝐼02 𝐷2 𝑇𝑠 第 二 级 DCDC升压模块 电容参数计算值： 取电压纹波为 ，结合输入输出参数确定满足要求的最小输 出 电容C3=。 结合实际并留一定裕量，取电容 C3=160uF。 DCAC 逆变模块主电路参数设计 单相全桥逆变电路设计 V T 1V T 2V T 3V T 4U a cU d cI a c 图 24 单相全桥逆变电路 全桥逆变器设计 指标： 直流母线电压 Udc = 400VDC 输出电压 Uac = 230VAC 输出电流 Iac = 额定功率 PN = 500W 逆变器功率器件选型 根据功率等级和电网电压，可确定入网电流有效值：   c 500 2 .1 7230Nac aP WIAVV 所以可得功率器件要求： 开关管承受的正向峰值电压 : 400V 入网电流有效值 : 功率开关管按额定入网电流的至少 1倍裕量选，功率管正常工作电压为 400V，考虑一定的裕量，最终选取 onsemi 公司的 MOS 管 2SK4088LS，其耐压为 650V，25 摄氏度下电流为。 低通滤波器模块设计 LCL 低通滤波器 L 3 L 4C 4 图 25 LCL 低通滤波器拓扑 相比于 常见的 L型和 LC 型滤波器的结构 ， LCL型滤波器具有更好的衰减特性 ，其对高频分量呈现高阻态 ， 很好地抑制电流谐波 ，并且同电网侧相连的电感 L4还可起到抑制 冲击电流的作用。 如果想要达到相同的滤波效果 ， LCL 滤波器的总 电感量比单电感 L 滤波器、 LC 滤波器要小得多 ， 这就大大减小了滤波器的体积、重量 ， 降低成本 ， 此外该滤波器还有利于提升电流的动态性能。 逆变器桥侧电感 L3 的设计 基于假设条件：在开关频率处，电容阻抗忽略不计，但是谐波存在。 在开关频率处，逆变器只看 L3 的阻抗，所以电流纹波的增加只与 L3 的值有关。 另外，L3 必须承受高频电流 ， 而 L4 只需承受电网频率电流。 取最大纹波电流比为 15%，则 𝐼ppmax = ∗𝑉𝐷𝐶 ∗𝑇𝑠𝐿3 = ∗ 𝐼𝑁 = ∗ 500𝑊230𝑉 = 𝐴 （ VDC = 400V， 为 直流侧额定电压； Ts = 104s，为开关周期； L3 为逆变器桥侧电感， IN为额定输出电流。 ） 由上式可得 L3 = 10mH。 由上面算出来的电感 L3 是基于假设条件得出， 如果开关频率较低，即谐振频率和开关频率特别接近时， L3 需要修正。 此时可适当增加电感 L3 的值。 电容 C4 的设计 基于以下原则：滤波电容吸收的基波无功功率不能大于系统总功率的 5%。 C4 λP2𝜋𝑓 ∗Us2 =∗5002𝜋∗50 ∗2302 = 式中， PN为 逆变 器的额定有功功率， Us为电网电压有效值， f 为电网频率。 另外，为使桥侧为单位有功功率，由下式可求得 C4 的值 C4 = L3∗PN2Ug4 =1∗10−2 ∗50022304 = 𝑢𝑓 满足条件，取 Cf = 网侧电感 L4 的设计 首先令 r=L4L3，令 L=L3 +L4=（ 1+r） *L3。 fres= 12π√ L3+L4L3*L4*C4= 12π 1+r√rLC4………………① i1i2 =1|1 +r(1−4π2fsw2L3∗C4)|…………………② 由式 ① 可知 （ 2πfres） 2rL3∗C4 = 1+r，且令 fresfsw= k（ k）， 式 ② 可以化为： i1i2 =1(1k2 −1)（ 1 +r）…………………………③ 设 i1i2= d，则可以得到 k=√ d（ 1+r）1+d（ 1+r） ……………………………………④ 因为高次谐波的衰减比例在设计滤波器参数时是已知量，因此可以得到谐振频率 fres = fsw√ d（ 1 +r）1+ d（ 1+ r）…………………………⑤ 联立 ① 式和 ⑤ 式得到： d(1 −ωsw2C4 ∗L3)r2 +(2d + 1− dωsw2C4∗ L3)r+ d+ 1 = 0） L3 = L1 +r L4 = rL3 因为要求电流波形失真率（ THD） ≤ 5%，所以取谐波衰减比 d=。 （即谐波电流占额定电流的 5%） 解出： r=，则 L4 =。 此时 LCL 滤波器谐振频率为： fres = 12π√ 𝐿3+ 𝐿4𝐿3∗𝐿4 ∗𝐶4 = 满足要求： 10f = 500 fres 12fsw = 5000。 在现实情况中，由于网侧除了 L4 之外还有电网电感，所以网侧电感 L4 较计算值要求稍小。 LCL 滤波器的 simulink 仿真 综上所述： L3 = 10。