基于相电流梯度法的无位置传感器开关磁阻电机的运行本科毕业设计论文(编辑修改稿)

基于相电流梯度法的无位置传感器开关磁阻电机的运行本科毕业设计论文(编辑修改稿)内容摘要：

法 调制法的基本原理是利用外部振荡器向非激励相输入频率比相电感的变化频率高得多的载波信号。 因为相电感随着转子位置的变化而变化，所以经过相电感调制后的输出信号就包含了转子的位置信息，若使用合适的解调技术，就能估算出转子的位置角。 根据所调制物理量的不同调制法可分为频率调制法 (FM)幅值调制法 (AM)和相位调制法 (PM)。 FM 法的基本思想是获得 一系列频率随着相电感线性变化的信号，载第 1 章 绪论 5 波信号通常选择方波信号。 用一个简单的 LF 功率变换器，使输出信号的周期和相电感保持线性关系。 AM 法和 PM 法则是分别对相电流的幅值和相位进行检测。 当载波信号 (常用正弦信号 )输入到非激励相时，输出电流的幅值和相位会随着相电感的变化而变化 (调制 )，并且保持着一一对应的函数关系。 首先对输出信号进行解调等相关处理，就可获得相电感的变化信息，再利用转换表格或者是反函数等方法就可得到转子的位置角。 通常 AM 法和 PM法的载波信号频率要比相电感的变化频率高得多，因为只有这样才能保证调制后 的输出信号包含电机绕组的动态信息。 然而相绕组的电感在时刻变化，这是一个动态的过程，要想得到转子的位置角就必须先对反映电感变化信息的输出电流信号进行解调，然后再进行精确的求导等一系列运算。 然而，庞大的计算很难满足电机实时控制的要求。 通过数学分析和仿真实验发现，在电感比较大时，幅值的变化要比相位的变化剧烈 ； 而在电感比较小时，相位的变化要比幅值的变化明显。 因此为了提高检测精度和灵敏性，可以将两者结合起来，较大电感范围，用 AM 法；较小电感范围，用 PM 法。 非激励相检测法需要在被检测相处于非激励状态时从外部注入检测信号，为了避免 SR 电机功率电路和检测电路之间的冲突，必然要求有相应的电路完成激励状态和检测 (非激励 )状态之间的切换，这就增加了控制线路的复杂性。 另外，如果从外界输入的信号过大，还将会影响 SR 电机的正常运行。 激励相自感检测法 电流波形检测法是激励相自感检测法中最典型的检测方法，该方法由英国剑桥大学的 Acamley 等人于 1885 年提出，是最早的无位置传感器检测方案。 SR 电机在运转过程中，随着转子得位置变化会产生瞬间反电动势(EMF)，而 EMF 又会对激励相的电流波形有一个“调制”作用，因此通过检测 相电流的波形变化情况就可以间接获得转子位置角的信息。 这种基于EMF 的电流波形捡测法，具有成本低，易于实现的优点，但是可靠性不高，适用范围也比较小。 特别是在 SR 电机低速运行时，由干瞬间反电动势几乎为零，因此 EMF 对电流波形的影响很小，以致这种检测法难以实现。 燕山大学本科生毕业设计（论文 ） 6 相电感的变化要通过相电流波形的变化表现出来，又因为相电感是转子位置角的函数，所以相电流的变化率与转子位置角密切相关。 因此通过检测相电流的波形可以得出相电感的变化率，从而间接获得转子的位置角。 选择一个阻值较小的检测电阻串联在相绕组电路中，从而电阻两端的压降为 V，这就可以作为电流波形的“监视器”，反映电流波形的实时变化情况，于是转子的位置角就可以根据提取出的绕组电感的变化信息估算出来。 该方法和基于 EMF 波形的检测法相比，适用范围宽，实现电路简单，成本低，并且能够实现转子位置角的连续检测。 激励相检测法的原理是通过激励相导通时表现出来的相绕组特性来检测转子位置，不需要像非激励相检测法那样从外部注入激励信号到被检测相，因此简化了检测电路。 但是，因为被检测相中的电流比较大，从而使绕组磁路饱和；所以激励相检测法就必须考虑电机本身非线性特性的影响，否则检测精度将很难提高。 另外，当使用激励相检测法检测 SR 电机的初始位置时，相应的检测脉冲必须从主电路中注入，而当检测脉冲持续时间较长时，相绕组中就会产生较大的电流，这将会影响 SR 电机的起动，我们不希望看到这样的结果。 相间互感检测法 所谓相间互感检测法即是通过检测相间因为互感效应而产生的感生电压来检测转子位置角方法。 SRM 工作过程中，非激励相因与激励相间的电磁裸合，产生随转子位置而变化的感生电压，检测非激励相的感生电压即可实现对转子位置角的间接检测。 绕组间互感主要是由激励相的漏磁通经其它相闭合产生。 激励相磁链的 大小和转子的位置角决定了漏磁通的大小。 如能通过实验的方法，得到己校正好的互感电压与转子位置角的对应关系表，就能通过互感电压值查到此二维表格，从而获得转子的位置角。 SRM 任一非激励相均可被选为检测对象，转子从完全非对齐的位置到完全对齐的位置的转动过程中，选定的非激励相的互感电压会产生由正最大值到负最大值的周期性变化。 此方法可直接检测出电机本身内部的感应电压信号，无需从外部输入检测脉冲：且此方法的信号处理电路和检测电路实现也简单，特别适用于第 1 章 绪论 7 中、低速的应用领域；此法对功率器件因频繁开关而产生噪声的抗干扰能力也较 强。 但应用于高速领域时，需要庞大的计算，实时性无法保证，因而失去了使用价值。 所以，互感电压检测法仅用于转速小、电流值基本不变的电流斩波控制的应用场合。 特别值得注意的是：常规的 SRM，其互感值相对自感来说很小，再加上反电势、漏磁等因素的影响，互感电压会很小，并不容易检测出，使得此方法在实际的应用中难以实施。 本章小结 本章主要介绍了开关磁阻电机的调速系统的发展概况与研究方向及其研究动态；不同的开关磁阻电机的驱动的有缺点；开关磁阻电机转子无位置检测的方法：非激励相自感检测法、 激励相自感检测法、相间互感检 测法 等燕山大学本科生毕业设计（论文 ） 8 第 2章 开关磁阻电机的基本结构和工作原理 开关磁阻电机的基本结构 开关磁阻电机是一种双凸极 (即凸极定子和凸极转子 )的无刷变磁阻电机，其定、转子的凸极均由普通硅钢片叠压而成。 转子上既无绕组也无永磁体，定子极上绕有集中绕组，径向相对的两个绕组串联构成一个两级磁极，被称为“一相”。 开关磁阻电动机可以设计成很多种不同的相数结构，而且定、转子的极数也有很多种不同的搭配。 相数越多，步距角越小，这有利于减小电机的转矩脉动，但是结构复杂，并且主开关器件会相应增多，从而增加功率电路的成本。 目前应用比较 多的是三相以及三相以上的开关磁阻电机 .这是因为三相以下的开关磁阻电机没有自起动能力。 定转子要不断形成偏离最小磁阻位置的磁路，这是开关磁阻电机转矩形成的原理，所以需要不同的定转子极数，一般定子极数要大于转子极数。 定转子极数的差值即为一相所对应的磁极数。 因此 12/8 结构的开关磁阻电机定子有 12 个齿极，转子有 8 个齿极。 每相对应两个励磁极，共四相。 图 2－ 1 为四相 SR 电机结构原理图。 为简单计，图中只画出了 C 相绕组及其供电电路，其它各相绕组及其供电电路与 C 相相同。 U sVD1VD2S1S2 C39。 B39。 A39。 CBAC39。 B39。 A39。 CBA1234139。 239。 339。 439。 图 21 电机结构原理图 SR 电机结构上与步进 电动机相似，而其运行原理遵循“磁阻最小原理”一一磁通总是要沿着磁阻最小的路径闭合，具有一定形状的铁心在移动到第 2 章 开关磁阻电机的基本结构和工作原理 9 最小磁阻位置时，必须使自己的主轴线和磁场的轴线重合。 图 21 中，当定子 CC39。 极励磁时，所产生的磁力则力图使转子旋转到转子极轴线 44’与定子极轴线 CC39。 重合的位置，并且使 C 相励磁绕组的电感最大。 如果以图中定、转子所处的相对位置作为起始位置，依次给 C A B 相绕组通电，转子就会逆着励磁顺序沿逆时针方向转动；反之，如果依次给B A C 相通电，则转子就会以顺时针方向连续旋转。 由此可见， SR 电机的转向仅仅 取决于相绕组的通电顺序，而与相绕组的电流方向无关。 另外，从图 2－ 1 可以看出，当主开关器件 Sl， S2导通时， C 相绕组从直流电源认中吸收电能；而当主开关器件 S1， S2 关断时，经过续流二极管 VD1, VD2，绕组电流继续流通，并且回馈给电源 Us。 因此 SR 电机传动的共性特点是具有再生作用，系统效率高。 开关磁阻电机的工作原理 SR 电机的动态过程方程由电路方程、运动方程和机电联系方程这三部分组成。 电路方程 根据电磁感应定律和能量守恒定律，施加在各定子绕组端的电压等于电阻压降和因磁链变化而产生的感 应电势之和，即第 k 相绕组电压平衡方程为 : dtdiRu kkkk  （ 21） 各相绕组的磁链为该相电流的自感、其余各相电流的互感以及转子位置角的函数  。 ,..., 21 mk iii （ 22） 因为 SR 电机各相之间的互感相对自感来说小得多，所以为了方便计算，一般可以忽略相间互感，不需要考虑两相以上电流导通时定、转子轭燕山大学本科生毕业设计（论文 ） 10 部饱和在各相之间产生的相互影响，此时磁链方程可近似表示为：     kkkkkkk iiLi ,   （ 23） 运动方程 根据力学定律可以列出在电机负载转矩 LT 和电磁转矩 rT 作用下的转子机械运动方程： Le TdtdDdtdJT  22 （ 24） 其中 J 和 D 分别为转动惯量和粘滞系数。 转矩 方程 根据机电能量转换原理， SR 电机的电磁转矩可以表示为磁共能对转子位置增加的速率      ,39。 kkkk iTiWT  （ 25） 其中，仅 k 相供电时的绕组的磁共能 W’表示为： diiW i 0 ),(39。  （ 26） 电机的合成转矩由各相转矩叠加而成：   mk kke iTT 1 , （ 27） 于是，由以上式子，就组成了 SR 电机的基本平衡方程组。 开关磁阻电机的数学模型 开关磁阻电机的数学模型有多种形式，通常可将它们分为线性模型、准线性模型 (分段线性模型 )和非线性模型这三类。 其中线性模型忽略了电动机的磁路饱和以及磁场的边缘扩散效应，认为绕组电感和绕组电 流无关 ；而准线性模型则是将实际的非线性磁化曲线分段线性化，近似地考虑磁路第 2 章 开关磁阻电机的基本结构和工作原理 11 的饱和效应。 以上这两种模型，电感参数均有解析表达式，在求解电机性能时，转矩和电流有解析解，因此一般在定性分析时使用。 事实上，由于电机的双凸极结构以及磁路的饱和、磁滞效应和涡流所产生的非线性，再加上电机运行期间的开关性和可控性，在电机运行时绕组电感不是常数，而是转子位置和电流的函数。 开关磁阻电机理想线性模型分析 为了弄清 SR 电机基本特性和内部的基本电磁关系，可从简化线性模型入手进行分析，假设： ①忽略磁路非线性和磁通边缘效应 ，且磁导率 u=0，因此绕组电感 L是转子位置的分段函数； ②忽略所有功率损耗； ③电机恒速运转； ④功率管开关动作瞬间完成。 相电感分析 根据理想线性假设，在一个转子极距 Tr 内绕组电感 L 与转子位置角 θ的关系曲线如图 22 所示： LminL maxL( θ )定子转子0θ 1 θ 2 θ 3 θ 4 θ 5 θ 图 22 绕组电感 L 与转子位置角 θ的关系 图 22 中横坐标为转子位置角 (机械角 )，它的基准点为坐标原点 θ=0的位置，对应于定子凸极中心与转子凹槽中心重合的位置，这时相电感为最小值 Lmin。 在 θ1θ2区域内，定转子磁极不相重叠，电感保持最小值 Lmin不变，这是因为 SR 电机的转子槽宽通常大于定子极弧，所以当定子齿对燕山大学本科生毕业设计（论文 ） 12 着转子槽时，便有一段最小电感常数区，此时定子极与转子槽之间的磁阻恒为最大并且不随转子位置变化；当转子转过 θ2后，相电感就开始线性地上升直到转到 θ3为止， θ3是转子磁极前沿与定子磁极前沿重叠的开始，此时定转子磁极全部重叠，相电感变为最大值 Lmax；同样，在 θ3－ θ4区域内，定转子磁极一直保持全部重叠，相应地定、转子凸极间磁阻恒为最小值，相电感保持最大值 Lmax，这一区域习惯被称为“死区”；从 θ4 开始相电感线性地下降，一直到 θ5处降为 Lmin， θ5 、 θ1均为定子 磁极前沿与转子磁极后沿重合处。 如此周而复始，往复循环。 基于线性模型的 SR 电机绕组电感的分段线性解析式为：     4m a xm a xm in2m inKLLLKLL。