基于dsp的数字逆变电源的设计毕业设计(编辑修改稿)

基于dsp的数字逆变电源的设计毕业设计(编辑修改稿)内容摘要：

(27)式中，te为三角载波周期中心的时间值。 由于te，Tc，M均为已知量，因此，规则采样法SPWM脉宽t2的计算较为简便，适合基于微处理器的数字SPWM控制。 （3）不对称规则采样法是既在三角波的顶点位置，又在底点位置对正弦波进行采样，由采样值形成阶梯波，阶梯波与三角波的交点所确定的脉宽在一个三角波的周期内的位置不对称的采样方法，其原理如图28所示。 图28 不对称规则采样法由图28得： （28）脉冲宽度为： （29）其中，（是采样周期，是三角波周期）如图28中，有 （210）即 k=0,1,2,3,…。 k为偶数时是顶点采样；k为奇数时是底点采样。 由三角波频率f1与正弦波频率f之比为载波比N，则有: （211）将（210）代入（29）得 （212）将（211）代入（28）得 （213）由于载波频率是恒定的，通过改变N的值就可以改变输出SPWM波的频率。 不对称规则采样法的数学模型尽管略微复杂一些，但由于其阶梯波更接近于正弦波，所以谐波分量的幅值更小，在实际中得到更多的使用。 以上是单相SPWM波生成的数学模型，而这里我们要生成三相SPWM波，就必须使用三条正弦波和同一条三角波求交点。 三条正弦波相位差，即: （214）采用不对称规则采样法，则顶点采样时有： （215）不对称规则采样法由于在一个载波周期里采样两次正弦波数值，该采样值能更加真实的反映实际的正弦波数值，其输出电压也高于对称规则采样法。 当然由于采样次数增大了一倍，使得数据处理量也大为增加，特别是当载波频率较高时，需要微处理器的运算速度非常的快。 而DSP以其时钟频率可达到40MHz的优势，无疑解决了这个问题。 综上所述，本系统采用不对称规则采样法来生成SPWM。 SPWM控制方式分析以单相全桥逆变电路（图29）为例，对SPWM控制方式进行分析研究。 图29 单相全桥逆变电路图29是采用IGBT作为开关器件的单相桥式电压型逆变电路。 设负载为阻感负载，工作时V1和V2的通断状态互补，V3和V4的通断状态也互补。 具体的控制规律如下：在输出电压Uo的正半周，让V1保持通态，V2保持断态，V3和V4交替通断。 由于负载电流比电压滞后，因此在电压正半周，电流有一段区间为正，一段区间为负。 在负载电流为正的区间，V1和V4导通时，负载电压Uo等于直流电压Ud；V4关断时，负载电流通过V1和VD3续流，Uo=0。 在负载电流为负的区间，仍为V1和V4导通时，因i0为负，故i0实际上从VD1和VD4流过，仍有Uo=Ud；V4关断，V3开通后，i0从V3和VD1续流，Uo=0。 这样，Uo总可以得到Ud和零两种电平。 同样，在Uo的负半周，让V2保持通态，V1保持断态，V3和V4交替通断，负载电压Uo可以得到Ud和0两种电平。 所谓单极性SPWM控制是指逆变器的输出脉冲具有单极性特征。 即当输出正半周时，输出脉冲全为正极性脉冲；而当输出负半周时，输出脉冲全为负极性脉冲。 因此，必须采用使三角载波极性与正弦调制波极性相同的所谓单极性三角载波调制。 单极性SPWM控制方式指在ur和uc的交点时刻控制开关器件的通断。 单极性SPWM控制方式波形如图210所示。 在ur处于正半周期间，VT1保持导通，VT2保持关断。 当uruc时，VT4导通，VT3关断，Uo=Ud；当uruc时，VT4关断，VT3导通，Uo=0。 反之，在ur处于负半周期间，VT1保持关断，VT2保持导通。 当uruc时，VT3导通，VT4关断，Uo=Ud。 当uruc时，VT3关断，VT4导通，Uo=0。 单极性SPWM控制由于采用了单极性三角载波调制，从而使控制信号的发生变得较为复杂，因而很少采用。 ωtωtUoUdUdOOuruc图210单极性SPWM控制方式波形所谓双极性SPWM控制是指逆变器的输出脉冲具有双极性的特征。 即无论输出正、负半周，输出脉冲全为正、负极性跳变的双极性脉冲。 当采用基于三角载波调制的双极性SPWM控制时，只需要采用正、负对称的双极性三角载波即可。 当正弦调制波信号瞬时值大于三角载波信号瞬时值时，比较器的输出极性为正，VTVT4导通有效，而VTVT3关断有效，即VTVT4导通或VDVD4续流导通；同时，VT2(VD2)、VT3(VD3)关断，此时，逆变器输出为正极性的SPWM电压脉冲。 同理，当正弦调制波信号瞬时值小于三角载波信号瞬时值时，比较器的输出极性为负,VTVT3导通有效，而VTVT4关断有效，即VTVT3导通或VDVD3续流导通；同时，VT2(VD2)、VT3(VD3)关断，此时，逆变器输出为负极性的SPWM电压脉冲。 双极性SPWM控制的调制及逆变器的输出波形如图211所示。 urucωtωtOOuabuiui图211双极性SPWM控制方式波形单极性调制SPWM与双极性调制SPWM相比，载波为全三角波的单极性调制SPWM波形的优点是开关频率是载波频率的两倍似极性则相等，即有倍频的作用，易于滤波，并且每次开关管开通或关断时，电压跳动幅度减小为双极性调制SPWM的一半。 另外，对于m=2的情况，对同样的调制深度M，单极性调制SPWM波的谐波幅值明显比双极性调制SPWM波幅值小。 因此，单极性调制SPWM波能更好的消除谐波。 综上所述，本系统采用的是以不对称规则采样法为基础实现的单极性SPWM控制。 DSP的事件（EV）管理器模块介绍传统的产生SPWM波形的方法能够用于逆变器中实现幅度和频率可调的正弦波电压。 当负载为线性时效果还好。 但是当该逆变器带非线性负载时，电压将发生畸变，谐波增加，严重影响负载的正常工作。 DSP是一款高性能的数字处理芯片，它不仅运算速度快，还有专门用于实现PWM的片内外设。 通过应用DSP我们可以方便的实现频率很高的SPWM控制信号，从而减小滤波器的尺寸。 而且DSP完全有可能用于逆变器中实现输出电压进行逐点的控制。 本文采用美国德州仪器公司(TI)新近推出的一种TMS320LF2407A数字信号处理器，作为逆变电源中的核心控制部分进行研究。 以实现所研制的逆变装置能输出标准的正弦交流电。 TMS320LF2407A包括两个事件管理模块EVA和EVB，每个事件管理器模块包括通用定时（GP）、比较单元、捕获单元以及正交编码脉冲电路。 EVA和EVB的定时器、比较单元以及捕获单元的功能都相同，只是定时器和单元的名称不同。 事件管理模块EVA和EVB有相同的外设寄存器，不同的程序起止地址。 如表21所示，为事件管理模块EVA/EVB及其信号名称。 表21事件管理模块EVA/EVB及其信号名称事件管理模块EVA模块信号EVB模块信号GP定时器Timer1Timer2TlPWM/TlCMPT2PWM/T2CMPTimer 3Timer 4T3PWM/T3CMPT4PWM/T4CMP比较单元Compare 1Compare 2Compare 3PWM1/2PWM3/4PWM5/6Compare 4Compare 5Compare 6PWM7/8PWM9/l0PWM11/12捕获单元Capture 1Capture 2Capture 3CAP 1CAP 2CAP 3Capture 4Capture 5Capture 6CAP 4CAP 5CAP 6正交编码脉冲电路(Q EP)OEP 1QEP 2QEP 1QEP 2QEP 3QEP 4QEP 3QEP 4外部输入计数方向外部时钟TDIRATCLKINA计数方向外部时钟TDIRB.TCLKINB资料来源：汪安民，张松灿，常春藤[M].北京：人民邮电出版社，(DSP技术实用丛书)EV模块是形成SPWM波形的关键，本文采用的是EVB产生SPWM波形信号。 针对本系统，就EV中几个重要组成部分进行说明。 定时器是事件管理器的核心模块。 TMS320LF2407A的定时器有如下功能:作为常规的定时/计数器使用；用于在TXPWM引脚上输出频率和脉宽可调的PWM波；与捕捉模块结合测量CAPx引脚上的脉宽；定时器3与比较模块配合产生死区可调的6个PWM控制信号:启动AD转换。 它的工作方式有4种:停止/保持模式、连续增计数模式、定向增/减计数模式、连续增/减计数模式。 采用连续增/减计数方式工作时，产生对称的SPWM波，其工作过程如下:计数器的值由初值开始向上增计数，当到达寄存器T3PR值时，开始递减计数，直至计数器的值为零时(进入中断服务程序)又重新向上增计数，如此循环往复。 在计数器计数的过程中，计数器的值都与比较寄存器CMPRx(x=4,5,6)的值作比较，当计数器的值与其相对应的比较寄存器的值相等发生匹配，则对应的该相方波输出发生电平翻转。 在每个载波周期内，输出的方波将发生两次电平翻转。 只要在每个三角波载波周期根据在线计算改写比较寄存器CMPRx的值，就可实时地改变脉冲的占空比，得到完整周期的SPWM脉冲。 对每个脉冲相对于载波周期的占空比的计算是在定时器3的下溢中断服务子程序中完成的。 每个事件管理模块有两个通用可编程定时器（GP）。 定时器x（x=1,2对EVA；x=3,4,对EVB）包括：一个16位的定时器增/减的计算器，可读写；一个16位的定时器比较寄存器，可读写；一个16位的定时器周期寄存器，可读写；一个16位的定时器控制寄存器，可读写；可选择的内部或外部输入时钟；用于内部或外部时钟输入的可编程的预定标器；控制和中段逻辑的用于4个可屏蔽的中断—下溢、溢出、定时器比较和周期中断可选择方向的输入引脚。 通用定时器的输入有：内部CPU时钟、外部时钟TCLKINA/B，最大频率是CPU时钟的1/方向输入TDIRA/B，控制通用定时器增/减计数、复位。 通用定时器的输出：通用定时器比较输出、至ADC模块的模数转化启动信号、比较逻辑和比较单元的下溢、上溢、比较匹配和周期匹配信号、技术方向指示位。 时间管理器（EVA）模块中有3个全比较单元（比较单元1，2和3），每个模块的比较单元包括：3个16位的比较寄存器，他们各带一个可读/写的影子寄存器；一个可读/写的比较控制寄存器（COMCONA对于EVA模块，COMCONB对于EVB模块）；一个16位的比较方式控制寄存器；6个比较PWM（三态）输出引脚；控制和中断逻辑。 其结构如图212所示。 图212比较单元结构框图比较输入包括：控制寄存器的控制信号、通用定时器1和3及他们的下溢和周期匹配信号、复位信号。 比较操作模式有比较寄存器（COMCONx）决定，通用定时器1的计数器不断与比较寄存器的值进行比较，当发生匹配时，比较单元的两个输出将根据方式控制寄存器（ACTRA）中的位进行跳变。 ACTRA寄存器中的位可以分别确定在比较匹配是每个输出为高有效触发（如果没有强制高与低）。 当通用定时器1的计数器和比较单元的比较寄存器之间发生匹配且比较使能时，比较单元的比较中断寄存器将被置位。 如果中断不屏蔽，则产生外设中断请求信号。 输出跳变的时序、中断标志位的设置和中断请求的产生都与通用定时器的比较操作相同。 俗呼出逻辑、死区单元和空间矢量PWM单元可改变比较单元在比较模式下的输出。 每个事件管理模块可同时产生多达8路的PWM波形输出，有3个带壳变成控制的比较单元产生独立的3对（即6个输出），以及由GP定时器比较产生的2个独立的PWM输出。 PWM的特性如下：（1）16位寄存器；（2）有从0到16μs的可编程死区发生器控制PWM输出对；（3）最小的死区宽度为1个CPU时钟周期；（4）对PWM频率的变动可根据需要改变PWM的载波频率；（5）在每个PWM周期内以及之后可根据需要改变PWM脉冲的宽度；（6）外部可屏蔽的功率驱动保护中断；（7）脉冲形式发生器电路，用于可编程的对称、非对称以及4个空间矢量PWM波形产生；自动重装载的比较和周期寄存器使CPU的负担最小。 对于每个EV模块，与比较单元相关的PWM电路使带有可编程死区和输出极性控制的6路PWM输出的产生成为可能。 PWM波形产生的原理如图213所示，包括非对称波形发生器、可编程的死区单元(DBU)、输出逻辑、空间矢量PWM状态机。 采用LF2407的事件管理器，使用其中的脉宽调制电路来产生正弦SPWM波形。 利用LF2407的事件管理器EVB产生3对(6个)PWM波，这些PWM波的输出为一组连续的幅值相等而宽度不等的矩形波，再通过相同的LC低通滤波器(也可以是RC低通滤波器)平滑滤波后，在输出端产生一个正弦波形。 通过以上分析知:软件设定不一样的CMPRx的时间值就可以得到不同宽度的脉冲，从而得到SPWM波形，CMPRx的装载条件是周期匹配或计数器下溢匹配。 图213 PWM电路结构框图 DSP中断及中断向量TMS320LF240x系列DSP有丰富的中断资源，其内核提供一个不可屏蔽的中断NMI和6个按优先级获得服务的可屏蔽中断INT1至INT6，采用集中化的中断扩展设计来满足大量的外设中断需求,即这6个中断级的每一个都可被很多外设中断请求共享。 DSP通过中断请求系统中的一个两级中断来扩展系统可响应的中断个数。 因此，DSP的中断请求/应答硬件逻辑和中断服务程序软件都是一个两级的层次。 在底层中断，从几个外设来的外设中断。