充电器开关电源毕业设计(编辑修改稿)

充电器开关电源毕业设计(编辑修改稿)内容摘要：

高达 ，长期使用完好，寿命在 80000h 以上。 这就是开关电源的发展趋势。 所谓高标准就是对未来开关电源的挑战：第一，能不能全面通容电磁兼容性的各项技术标准；第二，在企业里能不能大规模地、稳定地生产，或快捷地进行单项生产；第三，按照人们的需要，能不能组装或拼装大容量、高效率的电源；第四，能否使新的开关电源具有比运行中的电气额定值更高的功率因数、更低的输出电压（ 1~3V）、更大的输出电流（数百安）；第五，能不能实现更小的电源模块。 开关电源的控制方式 目前生产的开关电源多数采 用脉宽调制方式，少数采用脉冲频率调制方式，很少见到混合调制方式。 脉冲频率调制（ Pulse Frequency Modulation， PFM）是将脉冲宽度固定，通过调节工作频率来调节输出电压。 在电路设计上要用固定频率发生器来代替脉宽调制器的锯齿波发生器，并利用电压、频率转换器（例如压控振荡器 VCO）改变频率。 稳压原理是：当输出电压升高时，控制器输出信号的脉冲宽度不变，而工作周期变长，使占空比减小，输出电压降低。 调频式开关电源的输出电压的调节范围很宽，调节方便，输出可以不接假负载，详见图 32所示的波形图。 混合 调制方式是指脉冲宽度与频率都不固定，都可以改变。 目前这种调节方式应用得不是很多，产品类型也不多，只是在个别实验室中使用，其原因是两种调制方式共存，相互影响较大，稳定性差。 再者，这种开关电源电路比较复杂，集成控制电路也不是很多。 但是它的占空比调节范围很宽，输出电压能做到很低。 to nto ntto f fTto f fTVi nVi nV0V000t (a) PWM控制方式 to nto f fT1T2tVi nVi nV0V000 t (b) PFM控制方式 图 32 PWM、 PFM控制方式和波形图 脉宽调制的基本 原理 开关电源采用脉宽调制方式的占很大比例，所以有必要对脉宽调制的基本原理加以了解。 220V 交流输入电压经过整流（ BR）滤波后变为脉动直流电压，供给功率开关管作为动力电源。 开关管的基极或场效应管的栅极有脉宽调制器的脉冲驱动。 脉宽调制器由基准电压源、误差放大器、 PWM比较器和锯齿波发生器组成，如图 33所示。 开关电源的输出电压和基准电压进行比较、放大，然后将其差值送到脉宽调制器。 脉宽调制的频率是不变的，当输出电压 V0下降时，与基准电压比较的差值增加，经发达后输入到 PWM比较器，加宽了脉冲宽度。 宽脉冲经开关晶体 管功率放大后，驱动高频变压器，使变压器初级电压升高，然后耦合到次级，经过二极管 VD 整流和电容 C2滤波后，输出电压上升，反之亦然。 P W M比 较 器锯 齿 波发 生 器+基 准电 压 源P W M 调 制 器A C2 2 0 V5 0 H ZB RT RV DC2++V0V T误 差 放 大 器 图 33 脉宽调制的原理图 脉冲频率调制的基本原理 脉冲频率调制的过程是这样的：如图 34所示，从输出电压中取出一信号电压并由误差放大器放大，放大后的电压与 5V 基准电压进行比较，输出误差电压 Vr，并以此电压作为控制电压来调制 VCO 的震荡频率 f。 再经过瞬间定时器、控制逻辑和输出级，输出一方波信号，驱动 MOS 开关 管，最后经高频变压器 TR 和整流滤波获得稳定的输出电压 V0。 假设由于某种原因而使 V0上升或负载阻抗下降，控制电路立即进行下述闭环调整：V0↑→ Vr↑→ f↓→ V0↓。 该循环的结果是输出电压 V0趋于稳定，反之亦然。 这就是 PFM的工作原理。 假设电源效率为 η ，脉冲宽度为 m，脉冲频率为 f，则有 V0= 1Vfm 。 当 1Vm 确定后，通过调制 VCO 的震荡频率就可以调节输出电压 V0，并实现稳定输出。 需要指出的是： a、 b、 c 是压控振荡器外围元件连接端，它们将决定振荡的工作频率和频率调制灵敏度。 D端为锯齿波电压输入端，由它改变定时器的定时时间。 压 控 振 荡 器零 电 压 比 较 器 控 制 逻 辑误 差 放 大 器V C 0瞬时定时器++abcd0 . 5 V5VVrFV TT R+ BV DV0CR 图 34 脉冲频率调制的基本原理 谐振式电源与软开关技术 谐振式电源的基本原理 谐振式电源是新型开关电源的发展方向。 它利用谐振电路产生正弦波，在正弦波过零时切换开关管，从而大大提高了开关管的控制能力，并减小了电源体积。 同时，也使得电源谐波成分大为降低。 另外，电源频 率得到大幅度提高。 PWM一般只能达到几百 K，但谐振开关电源可以达到 1M 以上。 普通传统的开关电源功率因数在 ，谐振式电源结合功率因数校正技术，功率因数可以达到 以上，甚至接近于 1。 从而大大抑制了对电网的污染。 这种开关电源又分为： ① ZCS—— 零电流开关。 开关管在零电流时关断。 ② ZVS—— 零电压开关。 开关管在零电压时关断。 在脉冲调制电路中，加入 L、 C 谐振电路，使得流过开关的电流及管子两端的压降为准正弦波。 下面是这两种开关的简单原理图。 图 316 电流谐振式开关电路和电压谐振式开关电路 ZCS 电流谐振开关中， Lr、 Cr 构成的谐振电路通过 Lr 的谐振电流通过 S，我们可以控制开关在电流过零时进行切换。 这个谐振电路的电流是正弦波，而 Us 为矩形波电压。 ZVS 电压谐振开关中， Lr、 Cr 构成的谐振电路的 Cr端谐振电压并联到 S，我们可以控制开关在电压过零时进行切换。 这个谐振电路的电压是正弦波，而 Is 接近矩形波。 以上两种电路，由于开关切换时，电流、电压重叠区很小，所以切换功率也很小。 以上开关电源是半波的，当然也可以设计成全波的。 所以又有半波谐振开关和全波谐振开关的区分。 谐振开关的动态过程分析 实际上，谐振开关中的所谓 “ 谐振 ” 并不是真正理论上的谐振，而是 L、 C 电路在送电瞬间产生的一个阻尼振荡过程。 下面，我们对这个过程做一些分析，以了解谐振开关的工作原 理。 (1) 零电流开关 实际的零电流开关谐振部分拓补又分 L型和 M型。 如下面两组图形所示 图 317 L型零电流谐振开关（中半波，右全波） on off S Is Ts Ton Toff S Us Ts Ic Ui S Lr Cr VD Ic Ui S Lr Cr VD S L1 C1 S L1 C1 VD1 S L1 C1 VD1 图 318 M型零电流谐振开关（中半波，右全波） 这里的 L1 用于限制 di/dt， C1用于传输能量，在开关导通时，构成串联谐振。 用零电流开关替代 PWM 电路的半导体开关，可以组成谐振式变换器电路。 按照 Buck 电路的 拓扑 结果，可以得到如下电路： 图 319 Buck型准谐振 ZCS变换器（ L型） 图 320 Buck型准谐振 ZCS变换器（ M型） 这里，我们分析一下 L 型电路的工作过程。 假定这是一个理想器件组成的电源。 L2 远大于 L1，从 L2左侧看，可以认为流过 LC RL的输出电流是一个恒流源，电流 I0。 谐振角频率： 0 r r1/ LC  (39) S L1 C1 S L1 C1 VD1 S L1 C1 VD1 Vi VD2 VD1 L1 L2 C2 RL S C1 V0 i1 Vi VD2 VD1 L1 L2 C2 RL S C1 V0 特性阻抗： 0 r r/Z L C (310) 动态过程如下： ① 线性阶段（ 01tt ）： 在 S 导通前， VD2处于续流阶段。 此时 VD2 C1 0VV。 S导通时， L1 电流由 0 开始上升，由于续流没有结束，此时初始 L1 iVV。 由 L1 i 1 /V V L di dt ，且 L1初始电流为 0，有： 1 i 0 1( ) /i V t t L (311) 到 t1 时刻，达到负载电流 I0，因此： 此阶段持续时间： 1 1 0 1 0 i/T t t L I V   (312) 可以看出，此阶段 1i 是时间的线性函数。 ② 谐振阶段（ 12tt ）： 在电流 i1上升期间，当 10iI 时，由于 1i 无法供应恒流 0I ，续流过程将维持。 当 10iI时，将以 10iI 对 C1 充电， VD2 开始承受正压， VD2 电流下降并截止。 L C1 开始串联谐振， 1i 因谐振继续上升。 c1 1 c1 1 0/i C dV dt i I   (313) L 1 1 1 i C 1/V L di dt V V   (314) 因而： 1 0 c 1 0 1 0 0 1/ * sin * ( )i I i I V Z t t     (315) 其中， c1i 为谐振电流。 c 1 1 L 1 1 1 0 1 1 0 1c o s ( ) [ 1 c o s ( ) ]V V V V V t t V t t        (316) 谐振到 at 时刻，谐振电流归零。 如为半波开关，则开关自行关断；如果是全波开关，开关关断后，将通过 VD1 进行阻尼振荡，将电容能量馈送回电源，到时刻 bt 电流第二次为 0。 本阶段结束，这时的时刻为 t2。 VC1在 i1谐振半个周期， 10iI 时，达最大值。 1i 第一次过零（ at ）时， S 断开。 如为半波开关，则谐振阶段结束。 如为全波开关， C1 经半个周期的阻尼振荡到电流。