电气控制系统课程设计(论文)-基于uc3855a软开关功率因数校正电路设计(编辑修改稿)

电气控制系统课程设计(论文)-基于uc3855a软开关功率因数校正电路设计(编辑修改稿)内容摘要：

的电压和电流 V O ——— PFC 输出电压 I IN ——— 输入电流 其工作原理 ，如图 12所示 ： ① 在 t0 以前 , 主开关 VM 、 辅助开关 VM1均截止， 二极管 D1导通， I IN通过 D1 输出到负载 ， ILr = 0。 ② t0～ t1 阶段 ， 在 t0时刻， VM 1开通， Lr中的电流 ILr 线性增长 ， 同时 D1的电流 ID1 以互补的方式 线性下降 ，直到 t1时刻， ILr =IL (IL为电感 L的电流 等于 IIN)，此时 ID1 =0， D1软关断。 此段时间)//(01 roin LVIt 。 ③ t1～ t2 阶段 ， t1时刻， Lr的电流为 Iin， Cr 存储的能量逐渐转移到 Lr 上 从而使 ILr超过 IIN ，Lr电流继续上升至 Cr 和 Lr 发生谐振 ， V DSMAIN逐渐下降 ，直到 t2时刻电压下降为零。 此时主开关管 VM的内部并联开始导通。 rr CLt 212 。 ④ t2～ t3 阶段 ， VM内部 并联的 二极管导通 ， 将其漏 源电压 VDSMAIN钳位为零 ， VM实现零电压开通 ， 并且其体内二极管给 Lr 提供电流通道。 为实现 ZVS应在主开关管 VM的并联二极管导通时加上导通信号。 另外 VM1到 VM的栅极信号的时间延迟 tD必须满足以下公式： ]2)//([1201 rrroinD CLLVIttt  ⑤ t3～ t4 阶段 ， t3时刻 VM1的 ZVT驱动关断 ， 它的电压被钳位在 Vo。 此阶段 VM是导通的。 Lr中的能量通过 D2 传给负载 ，直到 t4时刻 Lr中的电流下降为零， D2关断， IMAIN线性增长到 I IN。 ⑥ t4～ t5 阶段 ， VM导通， IMAIN=IIN， PFC 电感储能。 至此 ,完成一个开关周期 ,实现主开关管VM的零电压开通和快恢复二极管 D1 的软关断过程。 ⑦ t 5~ t 6阶段， t 5 时刻 ， VM 的驱动 关断 ， D1 导通。 Cr被 IL线性充电至 Vo。 因 Cr 的存在 ，降低了 VM的 漏源电压 VDS的上升速度 , 减少了 VM 的关断损耗。 根据上述分析 , 该电路的优点是 ：① VM 为零压开通 ， D1 为零 电流 关断 ， 所以可降低开关损耗及开关噪声 ；② 可抑制 VM 关断时所产生的尖峰电压 ； ③ 恒频工作 ； ④ 无需阻容吸收电路 ； ⑤ VM 与 VM1 的源极同电位 , 驱动电路无需隔离 , 容易实现。 ZVT PFC 电路的设计主要集中在两个参数 ： 一个是谐振电感 Lr ， 一个是谐振电容 Cr。 在设计 ZVT PFC 电路时 ， 首先要确定 Lr 的值。 Lr 的主要作用有两个方面 :一是缩短二极管正向电流的下降时间 ， 保证二极管软关断 ,从而降低了由二极管反向恢复电流引起的损耗 ,减小开关噪音 ；二是限制了辅助开关管 VM1的电流上升率 d i F/ d t ， 从而降低了辅助开关管的开关损耗。 其中 ,前者是主要矛盾。 因此 ， 在设计 Lr 时 ,应根据快恢复二极管电流的反向恢复 时间 t rr来确定。 而且在实际设计时 ， 通常将快恢复二极管的电流下降时间设计为 3倍的反向恢复时间。 当快恢复二极管选用DSEK60206/ A 器件时 ,取 t rr = 50ns ， 即 ； INr rro ILtV 3 由上式可以求出 Lr的值。 较大 Cr 可以降低主开关管的 d v/ d t ， 同时可以吸收开关管关断时的电压尖峰 ,保护开关管正常工作。 但是较大的 Cr 会造成主开关管在开通时产生较大的 d i F/ d t ， 增加主开关管的开通损耗。 而且较大的 Cr 将造成开关管难以实现零电压开通 ,Cr 必 须满足 ： Cr 包含两部分 ,， 一部分是主开关管 4/ 3 倍的寄生电容 Coss ， 另一部分是外加的电容。 当外加的电 13 容为 680p F 时 ， 有 ： Cr = ( 4/ 3 ) 620 + 680 =1500p F， )2)(4/1()( 21 rr CLtt 。 在 t1～ t2 阶段 ， VM必须完成开通过程 ， 才 能 形成零电压开通。 （ 2） UC3855控制芯片 PFC 控制电路采用集成控制芯片，目前在实际产品中应用最多的当属平均电流型控制，典型 IC 为美国 TI 公司的 UC3854 和 UC3855。 前者为硬开关 PWM 控制 IC，而后者则为改善其诸多不足之处的新型零电压转换脉宽调制（即 ZVT－ PWM）控制 IC。 UC3855 包含了大功率高频 PFC 升压变换器的所有控制功能。 UC3855 采用了平均电流型控制技术 ,，不需要斜率补偿就可获得稳定的、低失真交流市电电流。 同时， UC3855 还采用有源缓冲与零电压转换技术，大大降低了二极管恢复时间和 MOSFET 开关导通损耗，具有 EMI 低、效率高等特点。 采用 UC3855 后只需增加一个小功率MOSFET、一只二极管和一只电感器，就可实现谐振软开关功能，如图 11 所示，使升压变换器的开关频率达到 500kHz。 采用一个简单的电流取样电阻或电流取样互感器可实现平均电流取样。 当采用电流取样互感器时，在开关导通时间内，内部电流与电路缓冲电感中的电流同步；开关关断时，产生电感器电流。 在大功率 PFC 电路中 , UC3855 具有较高的信噪比 ,基本上可忽略电流取样损耗。 鉴于上述优点， 本设计采用的 IC 为 UC3855。 图 13 UC3855 引脚图 直插式的 UC3855 的引脚图如图 13 所示， UC3855 A/ B 采用 20 脚 DIL 和 SOIC 封装，各引脚功能如下： 引脚 1（ CAO）： 宽带电流放大器的输出端 , 也是 PWM 比较器 的一个输入端。 PWM 比较器根据该端信号调整市电输入电流 ， 使之稳定。 电流放大器输出电压范围是 0. 1～ 7. 5V。 使用中，该端与引脚 20 之间 接补偿网络 ，以构成不同类型的电流调节器。 引脚 2（ RVS）：引脚 VSENSE 电压超过 3V 指示端。 当 加到 引脚 VSENSE 的 对经功率因数校正环节的输出取样电压达到 3V 以上时，引脚 VSENSE 对输 出电压的取样信号便经缓冲后传输到引脚 RVS 上。 该脚和 GND 之间接入一个电阻 ， 可产生与输出电压成正比的电流。 该电流为电流同步 14 电路的一个输入电流。 使用中，通过一个电阻接地。 引脚 3（ CI）：电流取样滤波电容连接端。 电流取样信号加到该脚和 GND 间的电容上。 当升压变换器导通时 ， 缓冲电流 采 样 电流 互感器给电容充电 ； 关断时 ， 电流同步电路使电容放电 ， 其放电速度与升压电感器电流变化率 di / d t 成正比。 因此 ， 仅需一个电流取样互感器即可恢复电感器电流。 使用中，通过一个电容接地。 引脚 4（ ION）： 电流取样输入端。 应接在电流取样互感器的 二次侧。 电流取样互感器的 一次绕组（ 主线圈 ） 与升压变换器的开关管串联。 使用中接电流检测环节的输出，为防干扰和互感器二次侧开路而引起的高电压，该端同时应接一电容与电阻的并联网络到地。 引脚 5（ CS）：电流取样值匹配输出端。 该端输出信号比 CI 端电压低。 使用中，在 CS 和电流放大器反向输入端（ CA）之间接入电流放大器输入电阻。 电流放大器将上述波形与乘法器输出波形比较。 同时，该端还接入峰值限流比较器的输入电压。 如该端电平 ，则比较器和栅极驱动器的输出被关断。 引脚 6（ VRMS） ： 乘法器的正反馈市电电压补偿端。 该端加入与输入交流市电电压成正比的直流电压时 , 乘法器将根据公式 1/VRMS2 来改变电流指令信号 , 以保证输入功率恒定。 这样可使 PFC 升压稳压器具有通用输入电源电压的特点。 该脚电压为 1. 5V 时 ， 市电电压过低 ， 该脚电压为 4. 7V 时 ， 市电电压过高。 该脚输入电压范围是 0V～ 5. 5V。 使用中，多通过一电阻接对交流市电输入整流后的电压进行分压的取样值，同时并联一去耦电容到地。 引脚 7（ OVP）：输出过电压检测输入端。 该脚通过分压器取样升压变换器输出电压 ，使用中接输出取样网 络的输出。 当该脚电平低于 1. 8V 时 ， 启动比较器关断 基准 VREF、 振荡器和 PWM 电路。 该脚电平在 （ 1. 8V～ 7. 5V (VREF ) 时 ， UC3855 正常工作。 该脚电平高于 7. 5V 时 ， 滞后 OV P 比较器置位 PWM 锁。