均衡器毕业论文(编辑修改稿)

均衡器毕业论文(编辑修改稿)内容摘要：

须考虑的因素． )b（ 宽带信号 :由 图 可知，当信号带 宽与可相比较时，信 号的各频率分量将经受不相关的衰落，这就是所胃的频率选择性衰落。 它的 主要影响是引起信号波 形失真。 对于数字通信来说，其主要危害是造成码间干扰。 由前面的分析可以知道，引起快衰落的主要原因是路径 时延差 )t（。 因)(),() ttwt  （ 的细小变化就会使射频信号变化 x2 弧度，两条射线时而同相相加，时而反相抵消，故合成信号的幅度发生大起大落。 但衰落的深度及领率选择性决定于幅度 t + 输入 输出 2 1 均衡器毕业论文 6 比 r 与时延差的均值 0 .r 越接近于 1，衰落深度越大 .0 越大，色散（各频率分量传播速度不同 ） 越 严重，信道允许通过的信号频带越低。 （ 2） N 条射线 的多径 设信道输入为 jwtetx )( ( 幅度为 1 的正弦波），则信道的输出为  jwN tjwi eeaty i   1 )()( （ 211） 式中 ia ,i 分别是第 i 条射线的幅度和相位。 考虑到 )()( tt ii    （ 212）  N iN 11  （ 213） 且有理由假定  是与时间无关的常数，式 (211)可变成 )(1)()(     tjwN tji eeaty i （ 214） 式中 )() twt ii  （ ，而  对信 号传输是无影晌的，故可得信道传输函数为      N tjii ieatjwH 1,     tjxtx ii  （ 215） 这里     Ni iii tat  c o s,     Ni iis tat  s in.而        tttjww sii 22,   （ 216）        tttjwrgwisi  a r c t a n,  （ 217） 从某一时刻去观察， i , s 均为 N 个零均值独立的随机变量之和。 当 N 很大时，由中心极限定理， si , 将服从一维正态分布。 由 概率论知识可知，在这种情况下信号的幅度 A 将服从瑞利分布，相位将服从均匀分布，即有   0,2222  yeyyf ay （ 218）      ,21,0{ 其他f （ 219） 均衡器毕业论文 7 上两式中    fyf , 分别代表信道输出信号幅度和相位的概率密度，而 2 等于正态 随机变量 si xx, 方差 ，即 222si xx  。 许多信道 （ 例如散射信道、移动信道 ） 都包含大量的传播路径，因此接收信号的幅度往往服从瑞 利分布．这种快衰落常常称为瑞利衰 落。 2． 2 通信 信道的仿真模型 前面讨论了恒参信道和随参信道传输特性 以及对信号传输的影响。 除此之外 ,信道的加性嗓声同样会对信号传输产生影响。 加 性操声与信号独立，并且始终存在，实际中只能采取措施减少加性噪 声的影响，而不能彻底消除加性噪声。 各种加性噪声都可以认为是一种起伏噪声，且功率谱密 度在很宽的范围内都是常数。 因 此 ，通常近似认为通信系统的噪声是加性高斯白噪声 (AWGN)，其双边功率谱密度为    HzWnw 20n  （ 220） 自相关函数为     20nRn  （ 221） 式（ 221）说明，零均值高斯白嗓声在任意两个不同时刻的取值是不相关的，因而也是统计独立的。 通信信道模型如图 ，发射端发送的信号 ts 经过信道 传送时，首先 受信道传输的影响，再经由加性高斯白噪声 (AWGN)恶化，便成为接收端所收到的信号。 图 通信信 道仿真模型 信号 s(t)经过这祥一个信道滤波器，再和加性高斯白噪声（ AWGN） 相叠加 ,AWGN采用均值为零的随机复数序列形式，经过叠加的信号可以认为是接收端的接收信号 r(t)，接下来就是对接 收信号 r(t)进行均衡，其目的是恢复发送端的 发射信号 s(t)。 码 间干 扰 由前面的讨论可知，大多数物理信道不仅是带限，而且还 会使信号产生失真，而失真对于数字通信来说最大的危害就是产生码间干 扰， 使得判决器发生误判，从而系统误码信道 + WGNts tr均衡器毕业论文 8 率上升。 在加性高斯白噪声（ AWGN）信 道中实现信号的全通或者非色散几乎是不可能的。 根据图 ，可 以得出常用的通信信道 数学模型为      tnhtstr c  （ 222） 式中 s(t)是传输信号， thc 是 信道的冲击响应， tn 是功率谱为 20N 的加性高斯白噪声。 实质上，我们是将信道的色散特性建模为一个线性滤波器气 thc。 最简单的色散信道是冲激响应为理想低通滤波的带限信 道，传输 信号经过低通滤波器会在时域波形的边缘产生模糊使一个码元扩展到相邻的码元从而产生码间干扰 (ISI),结果会恶化通信系统的误码性能 .一个点对点的 数字通信系统可以简化为如图 所示的模型。 发送滤波器 信道 接收滤波器 图示 数字通信系统等效模型 图中 ,na 为发送滤波器的输入符号序列 ,在二进制情况下 ,na 取值为 0,1或 1,+了便于分析方便 ,假设 na 所对应的信号 td 的间隔为 s ,强度由 na 决定的单位冲击序列 ,即      n sn nTtatd  （ 223） 此 信号激励发送滤波器时 ,发送滤波器的输出信号为           n sT nTtgtgtdts na （ 224） 式中，  ”是卷 积符号； tg 是单个  作用下形成的发送波形，即发送滤放器的单位冲击响应。 若发送滤波器的传输特性为  wG ，则 tg 由 下式决定     wjw dewGtg  21 （ 225） 若再假设信 道的转输特性为 wC ，接收滤波器的传输特性为  wGR ，则图 所示的数字通信系统的 总传输特性为        wGwCwGwH R （ 226） 其单位冲击响应为 wGr   wGR 抽样判决器 na ,na tnwC 均衡器毕业论文 9     dwewHth jw21 （ 227） th 是单个  作用下， w 形成的输出波形。 因此在  序列 td 作用下，接收滤波器输出信号可表示为            n RsnRtnnTthatnthtdty （ 228） 式中， tnR 是加性噪声 tn 经过接收滤波器后输出的噪声。 抽样判决器对 ty 进行抽样判决， 以确定所传输的数字信息序列 na。 例如我们要对第 k 个码元 ka 进行判决，应在 0tkTt s  时刻上（ 0t 是信道和接收滤波器所造成的延迟）对 ty 进行抽样，由式 (228)得           kn sRsnks tkTntTnkhathatkTy 0000 （ 229） 式中，第一项 0thak 是第 k 个码元波形的抽样值，它是确定 ka 的依据。 第二项   kn sn tTnkha 0是除第 k 个码元以外的其他码元的波形在第 k 个抽样时刻上的总和，它对当前码元 ka 的判决起着干扰的作用，所以称为码间 干扰值。 由于 na 是以概率出现的，所以通常码间 干扰值是一个随机变 量。 第 三项  0tkTn sR  是输出嗓声在抽样时刻的值，它是一种随机于扰，也要影响对第 k 个码元的正确判决。 由于码间干扰和随机嗓声的存在，当  0tkTy s  加到判决电路时，对 na 取值的判决可能判对，也可能判错。 例如在二进制数字通信中， na 的可能取值为“ 0” 或“ 1” ，判决电路的判决门 限为 0V ， 且 判抉规则为 当   00 VtkTy s  时 ,判 ”为“ 1ka ；当   ”；为“时，判 0y 00 ks aVtkT  显 然，只有当码间干扰值和嗓声足 够小的时候，才能基本保证上 述判决的正确，否则．有可能发生错判，造成误码。 因此，为了使误码率尽可能的小，必须最大限度的减少码 间 干扰和随机噪声的影响。 由式（ 229）可知．若想消除码间干扰，应该有    kn sk tTnkha 00 （ 230） 由于 na 是随机的，要想通过各项相互抵消使码间干扰为 0 是不行的，这就需要对 th 的波形提出要求，如果 相邻码元的前一个码元的波形到达后一个码元抽样 判决时刻时己经衰减到 O,就能满足要求。 但这样的波形不易实现，因为实际中 th 的 波形有很长的“拖尾”，也正是由于 每个码元的“拖尾”造成对相邻码元的干扰，但只要让它在 ss TtTt 2, 00  等后面码元抽样时刻上正 好为 0,就能消除码间干扰。 这也是消除码间干扰的基本思想 由 th 和 wH 之间的关系可知，如何形成合适的 th 波形，实际上就是如何设计wH 特性的 问题。 在不考虑噪声的情况下，假设信道和接收滤波器所造成的延迟 00t 时，均衡器毕业论文 10 无码间干扰的系统冲击响应应该满足 下 式：    0,1 ,0  kkskTh 为其他整数 (231) 式（ 231）说明无码间干扰的数字通信系统的冲击响应除 t=0 时刻取值不为 0外，其他抽样时刻 t = k ST 上的抽样值均为 h(t)和 H(w）之间的关系可以推导出 H(w）满足如下关系式： si ss TwTT iwH    ,2 (232) 该条 件称为奈奎斯特第一准则。 它为我们提供了检验一个给定系统特性 H(w)是否产生码间干 扰的方法。 自适应均衡 的原理和特点 理论和实践证明，在数字通信系统中插入一种可调滤波器可以校正和补偿系统特性，减少码间干扰的影响。 这种起补偿作用的滤波器称为均衡器。 图 带均衡器的数字通信系统的等效模型 由图 可知 ,整个数字通信系统总的传输特性为          wGwGwCwGwH ERT （ 233） 通常将发送滤波器和接收滤波器设计成匹配的，而均衡器用来补偿信道的畸变，即均衡器的传输函数满足：        wjE ewCwCwG  11 （ 234） 均衡器通常是用滤波器来实现的，使用滤波器来补偿失真的脉冲 ，判决器得到的解调输 出样本，是经过均衡器修正过的或者清除了码间干扰之 后的样本。 自适应均衡器直接从传输的实际数字信号中根据某种算法不断调整增益，因而能适应信 道的随机 变化，使均衡器总是保持最佳的工作状态，从而有更好的失真补偿性能。 自适应均衡器一般包含两种工作模式，。