开关电源毕业设计机电工程系应用电子技术专业_(编辑修改稿)

开关电源毕业设计机电工程系应用电子技术专业_(编辑修改稿)内容摘要：

代表性的方框图如图 17所以 振荡器 振荡器频率由定时元件 RT和 CT选择值决定。 电容 CT由 5． 0V的参考电压通过电阻 RT充电，充至约 2． 8V,再由一个内部的电流宿放电至 1． 2V。 在 CT放电期间，振荡器产生一个内部消隐脉冲保持“或非”门的中间输入为高电子，这导致输出为低状态，从而产生丁一个数量可控的输出静区时间。 图 l显示 R，与振荡器频率关系曲线，图 2显示输出静区时间与频率关系曲线．它们都是在给定的 CT值时得到的。 注意尽管许多的 Rt和 Ct值都可以产生相同的振荡器频率，但只有一 种组合可以得到在给定频率下的特定输出静区时间。 振荡器门限是温度补偿的，放电电流在 T=2 5℃叫被微调并确保在177。 1 0％之内，这些内部电路的优点使振荡器频率及晨大输出占空比的变化最小。 结果显示在图 3和图中。 正很多噪声敏感应用中，可能希望将变换器频率锁定至外部系统时钟上。 这可通过将时钟信号加到图 2 0所示的电路来完成。 为了可靠的锁定，振荡器自振应频率设为比叫钟频率低 10％左右。 图 21所示为多单元同步的一种方法。 通过修整时钟波形，可以实现准确输出占空比箝位。 误差放大器 提供一个有可访问反相输入和输出的全补偿误差 放大器。 此放大器从有90dB的典刮自流电流增益和只有 57度相位余量的 1． OMHz的增益为 1带宽 (图 7)。 同相输入在内部偏置于 2． 5V而不经管脚引出。 典刑情况下变换揣输出电压通过一个电阻分压器分压，并由反向输入监视。 最大输入偏置电流为 ，它将引起输出电压误差，后者等于输入偏置电流和等效输入分压器源电阻的乘积。 误差放大器输出 (管脚 1)用于外部回路补偿 (图 30)。 输出电压因两个二极管压降而失调(≈ 1． 4V)并在连接至电流取样比较器的反相输入之前被三分，这将在管脚 l处于其最低状态时 (Vol)，保证在输出 (管 脚 6)不出现驱动脉冲。 这发生在电源正在工作并且负载被取消时，或者在软启动过程的开始 (图 23， 24)。 最小误差放大器反馈电阻受限于放大器的拉电流 (O． 5mA)和到达比较器的 1． 0V箝位电子所需的输出电压 (VoH)： 更多毕业设计与毕业论文请访问： 电流取样比较器和脉宽调制锁存器 UC3842A， UC3843A作为电流模式控制器工作，输出开关导通山振荡器起始，当峰值电感电流到达误差放大甜输出／补偿 (管脚 1)建立的门限电平时中止。 这样在逐周基础上差信号控制峰值电感电流。 所用的电流取样比较器 — 脉宽调制锁存配置确保在任何给定的振荡器周期内，仅 有一个单脉冲出现在输出端。 电感电流通过插入一个与输出开关 Q1的源极串联的以地为参考的取样电阻 Rs转换成电压。 此电压由电流取洋输入 (管脚 3)监视并与来自误差放大器的输出电平相比较。 在正常的工作条件下，峰值电感电流由管脚 1上的电压控制，其中： 当电源输出过载或者如果输出电压取样丢失时，异常的工作条件将出现。 在这些条件下，电流取样比较器门限将被内部箝位至 1． 0V。 因此最大峰值开关电流为： 当设计一个大功串开关稳压揣时为了保持 Rs的功耗在 —— 个合理的水平上希望降低内部嵌位电压，调节此电压的简单方法如图 22所示。 使用丁两个外部二极管来补偿内部二极管，以便在温度范田内有固定箝位电压。 如果 Ipk(max)箝位电压降低过多将导致由于噪声拾取而产生的不误操作。 通常正电流波形的前沿可以观察到一个窄尖脉冲，当输出负载较轻时，它可能会引起电源不稳定。 这个尖脉冲的产生是由于电源变压器匝间电容和输出整流管恢复时间造成的。 在电流取样输入端增加一个 RC滤波器，使它的时间常数接近尖脉冲的持续时间，通常将消除不稳定性 (参见图 2 6)。 欠压锁定 采用丁两个欠压锁定比较器来保证在输出级被驱动之前，集成电路已完全可用。 正电源端 (Vcc)和 参考输出 (Vref)各由分离的比较器监视。 每个都具有内部的滞后，以防止在通过它们各自的门限时产生错误输出动作。 Vcc比较器上下门限分别为： UCX842A 16V／ 10V， ／。 Vref比较器高低门限为 ／。 大滞后和小启动电流使得 UCX842A特别适合干需要有效的自举启动技术的离线变换器应用中 (图 3 3)。 UCX843A准备应用于更低电压直流到直流变换器中。 一个 36V的齐纳二极管作为一个并联稳压管，从 Vcc连接至地。 它的作用是保护集成电路免受系统启动期间产生的过高电压 的破坏。 最小工作电爪： UCX842A为 11V， UCX843A为。 输出这些器件有一个单图腾柱输出级，是专门设计用来自接驱动功率 MOSFET的，在 ，它能提供高达177。 流和典型值为 50ns的上升、下降时间，还附加丁一个内部电路，使得任何时候只要欠压锁定有效， 更多毕业设计与毕业论文请访问： 第三节 技术参数 更多毕业设计与毕业论文请访问： 更多毕业设计与毕业论文请访问： 更多毕业设计与毕业论文请访问： 更多毕业设计与毕业论文请访问： 第五章 UC3842 常用的电压反馈电路的选用 第一节 概述 通常 ， PWM 型开关电源把输出电压的采样作为 PWM 控制器的反馈电压，该反馈电压经 PWM 控制器内部的误差放大器后，调整开关信号的占空比以实现输出电压的稳定。 但不同的电压反馈电路，其输出电压的稳定精度是不同的。 本文首先对电流型脉宽控制器 UC3842（内部电路图如图 1 所示）常用的三种稳定输出电压电路作了介绍，分析其各自的优缺点， 第二节 UC3842 常用的电压反馈电路 输出电压直接分压作为误差放大器的输入 如图 2 所示，输出电压 Vo 经 R2 及 R4 分压后作为采样信号，输入 UC3842脚 2（误差放大器的反向输入端）。 误差放大器的正向输入端接 UC3842 内部的 的基准电压。 当采样电压小于 时，误差放大器正向和反向输出端之间的电压差经放大器放大后，调节输出电压，使得 UC3842 的输出信号的占空比变大，输出电压上升，最终使输出电压稳定在设定的电压值。 R3 与 C1 并联构成电流型反馈。 这种电路的优点是采样电路简单，缺点是输入电压和输出电压必须共地，不能做到电气隔离。 势必引起电源 布线 的困难，而且电源工作在高频开关状态，容易引起电磁干扰，必然带来电路设计的困难，所以这种方法很少使用。 辅助电源输出电压分压作为误差放大器的输入 更多毕业设计与毕业论文请访问： 如图 3 所示，当输出电压升高时，单端反激式变压器 T 的辅助绕组上产生的感应电压也升高，该电压经过 D2， D3， C15， C14， C13 和 R15 组成的整流、滤波和稳压网络后得到一直流电压，给 UC3842 供电。 同时该电压经 R2 及 R4 分压后作为采样电压，送入 UC3842 的脚 2，在与基准电压比较后，经误差放大器放大，使脚 6 输出脉冲的占空比变小，输出电压下降，达到稳压的目的。 同样，当输出电压降低时，使脚 6 输出脉冲的占空比变大，输出电压上升，最终使输出电压稳定在设定的值。 这种 电路的优点是采样电路简单，副边绕组、原边绕组和辅助绕组之间没有任何的电气通路，容易布线。 缺点是并非从副边绕组直接得到采样电压，稳压效果不好，实验中发现，当电源的负载变化较大时，基本上不能实现稳压。 该电路适用于针对某种固定负载的情况。 采用线性光耦改变误差放大器的输入误差电压 如图 4所示，该开关电源的电压采样电路有两路： 一是辅助绕组的电压经D1， D2， C1， C2， C3， R9组成的整流、滤波和稳压后得到 16V 的直流电压给UC3842 供电，另外，该电压经 R2 及 R4分压后得到一采样电压，该路采样电压主要反映了直流母线电压的变化；另一路是光电耦合器、三端可调稳压管 Z和 R4， R5， R6， R7， R8 组成的电压采样电路，该路电压反映了输出电压的变化；当输出电压升高时，经电阻 R7 及 R8分压后输入 Z的参考电压也升高，稳压管的稳压值升高，流过光耦中发光二极管的电流减小，流过光耦中的光电三极管的电流也相应的减小，误差放大器的输入反馈电压降低，导 致 UC3842 脚 6输出驱动信号的占空比变小，于是输出电压下降，达到稳压的目的。 该电路因为采用了光电耦合器，实现了输出和输入的隔离，弱电和强电的隔离，减少了电磁干扰，抗干扰能力较强，而且是对输出电压采样，有很好的稳压性能。 缺点是外接元器件增多，增加了布线的困难，增加了电源的成本 更多毕业设计与毕业论文请访问： 如图 5所示，该电压采样及反馈电路由 R2， R5， R6， R7， R8， C1，光电耦合器、三端可调稳压管 Z 组成。 当输出电压升高时，输出电压经 R7 及 R8分压得到的采样电压（即 Z的参考电压）也升高， Z的稳压值也升高，流过光耦中发光二极管中的电流减小，导致流过光电三极管中的电流减小，相当于 C1 并联的可变电阻的阻值变大（该等效电阻的阻值受流过发光二极管电流的控制），误差放大器的增益变大，导致 UC3842 脚 6 输出驱动信号的占空比变小，输出电压下降，达到稳压的目的。 当输出电压降低时，误差放大器的增益变小，输出的开关信号占空比变大，最终使输出电压稳定在设定的值。 因为， UC3842 的电压反馈输入端脚 2接地，所以，误差放大器的。