igbt各种驱动、保护

igbt各种驱动、保护内容摘要：

UGE= 10 V 的 UCE小 ,一 12 般而言 , UGE越大 , UCE越 小 ,通态功耗越小 ,所以一般希望有较高的栅极电压以提高变换器的整机效率。 但是 ,过高的栅极电压将对集电极电流 IC产生明显影响 , UGE增加 , IC电流增加 ,如图 6 所示 ,当栅极电压超过门限电压后 ,集电极电流 IC 随栅极电压 U GE的增加而急剧上升 ,当外电路发生严重过流或短路时 ,集电极将承受较大电流的冲击 ,而且冲击电流越大 ,能承受电流冲击的时间就越短 [ 1 ]。 所以栅极电压低一些可减轻短路时大电流的冲击。 对于 I GB T 来说 ,栅极 发射极间电压 UGE的最大允许值为 UGE=177。 20 V。 综合考虑并经实验验证 ,栅极正向驱动电压设定为 + 15 V 时效果较好。 3. 2 栅极关断反向电压 I GB T 在关断过程中 ,栅极与射极之间要加负偏压 ,这样有助于提高 I GB T 的抗干扰能力 ,加快 I GB T 的关断 ,但反向偏压的大小受 I GB T 栅极与发射极之间最大反向耐压及最小控制电压的限制 [ 1 ]。 I GB T 在芯片形成时 ,各电极之间存在分布电容 ,当在栅源之间加负偏压 ,使 I GB T 处于关断 ,而 C E 两端有变化的电压时 ,此电 压经电容形成充电电流。 当 U GE负偏压较大时 ,该电流还不足以使栅极电位升得太高。 而当 U GE负偏压较小时 ,栅极电压将升高 ,并足以使 I GB T 导通 ,从而使 IC增大 ,从而造成误导通 ,影响整个电路的工作 ,因此 , I GB T 关断时要加 5 V 以上的负偏压。 一般中等功率变换器反偏压 5～ 6 V 即可 ,大功率变换器的 I GB T 一般可加 9～ 12 V 的反偏压。 3. 3 RG和 RGE的参数大小 由于 I GB T栅极输入为电容型 ,静态驱动时几乎没有直流电流 ,其直流增益很高。 但工作在几十千赫的开关状态时 ,为了防止栅极电容和驱动电路的分布电感产生自激振荡 ,一般要在栅极串联消振电阻 RG,用来降低振荡回路的 Q 值 ,破坏自激振荡的条件。 I GBT栅极驱动电压的上升、下降速率对 I GBT的开通和关断过程有着较大的影响。 在正常情况下 , I GB T 的开通越快 ,损耗越小 ,所以栅极串联电阻小有利于 IGBT的开通 ,但在开通过程中 ,开通越快 , I GB T 承受的峰值电流越大 ,越容易导致 I GB T 的损坏 ,此时又应增加电阻 RG以降低栅极驱动上升速率 ,因此 , RG的大小应综 合考虑 ,对于输出电流在 500 A 左右的 I GB T ,电阻RG取 2～ 3Ω 比较合适 [ 3 ]。 当 I GB T 集电极在高压下工作时 ,为防止栅极受外界干扰造成误触发导通 ,应在栅极和发射极之间并联一个电阻 RGE,这个电阻应紧靠栅极和发射极 ,并且电阻值不能太小 ,否则会造成栅极驱动电压不足和关断过快 ,使集电极产生较高的尖峰电压。 此电阻一般为几十千欧。 IGBT 驱动器驱动能力的计算 13 我们在选择和设计 IGBT 驱动器时经常会碰到一些问题和不确定因素。 部分原因是厂家对 IGBT 描述的不够充 分；另一方面是由于 IGBT 手册中所给的输入结电容 Ciss 值与在应用中的实际的输入结电容值相差甚远。 依据手册中的 Ciss值作设计，令许多开发人员走入歧途。 下面给出了不同功率等级的驱动电路选择和设计的正确计算的步骤。 4． 1确定 IGBT 门极电荷以及门极电容 对于设计一个驱动器来讲，最重要的参数是门极电荷，在很多情况下， IGBT 数据手册中这个参数没有给出，另外，门极电压在上升过程中的充电过程也未被描述。 无论如何，门极的充电过程相对而言能够简单地通过测量得到。 因而要驱动一个 IGBT，我们最好使用 一个专用的驱动器。 除此之外，在设计中至少我们知道在应用中所需的门极电压（例如 177。 15V）。 首先，在负载端没有输出电压的情况下，我们可以作如下计算。 门极电荷可以利用公式计算： Q＝ ∫idt＝ CΔU 确定了 Q,我们可以用示波器观测门极电压，同时电压的上升 ΔU 在测量中也能在示波器上清楚的观测到。 （见图 1）利用公式 CIN＝ Q/ΔU。 实际的输入电容能够通过计算得到。 尤其要注意的是，在应用中，实际的输入结电容 CIN 在设计中是具有很大意义的。 Ciss 在折算中的经验公式 在 IGBT 手册中的电容值 Ciss，在实际电路应用中不是一个特别有用的参数，因为它是通过电桥测得的，由于测量电压太小而不能到达门极门槛电压，在实际开关中增加的内部回馈效应（ Miller 效应）在测量中未被包括在内。 在测量电路中，一个 25V 的电压加在集电极 ―C‖上，在这种测量构架下，所测结电容要比 Vce＝ 0V 时要小一些。 因此， Ciss 仅仅只能在 IGBT 互相作比较时使用。 对于 SIEMENS 和 EUPEC 的 IGBT 而言，下面的经验公式经过验证是较为准确可信的。 CIN＝ 5Ciss（ Ciss 可从 IGBT 手册中得到） 驱动功率的计算 在输入结电容中存贮的能量可通过如下计算： W＝ 1/2*CIN*ΔU2 这里， ΔU 是门极上上升的整个电压。 比如，在 177。 15V 驱动电压下， ΔU 是 30V。 在每个工作周期，门极被充电二次。 一个 IGBT 所需的驱动功率计算如下： P＝ fCINΔU2 如门极电荷先前已通过测量得到，则 P＝ fQΔU 这个功率是每个 IGBT 驱动时必须的，但门极的充放电是没有能量损失的，这个功率实际上损失在驱动电阻及外部电路中。 注意：这个功率是表示在电路中 实际需要的，而在驱动电路中的其它损耗（包括供电电源损耗）不包含在内。 驱动器中 DC/DC 变换器的总输出功率在 concept 公司智能驱动板说明书中被标明了，对于半桥电路驱动器，由于总变换器功率被标明了，因此总输出功率的一半即是每个通道的功率。 另外，还有一部分功率损失在驱动电路元件中。 总功率损耗通常是由一个静态的、固定的损耗加上最终驱动损耗组成。 Concept 驱动板静态损耗描述如下： IHD215/280/680 每个通道 IHD580FX 每个通道 IGD608/615AX 整个板 IGD508/515EX（无光藕元件） 14 在 IGD508/515 中，光藕的发送及接收所损失的功率应被计算在内。 光藕接收器所用的 5V 电源是由外部 16V 供电电源线性变换得来，这部分的损耗应该用＋ 16V 乘以电流计算，而不是用＋ 5V 计算。 每个通道的静态损耗也可通过测量得到，具体如下： 断开输入侧的电压供应（ DC/DC 变换器的逆流）， 16V 的电压直接加在 Cs ， COM 脚两端（等效副边电容）。 驱动板在静态时的消耗电流（没有输入脉冲时）同有脉冲工作时一样，能够直接从电路中的电流表读出。 4． 4门极驱动电流的计算 驱动器的最大输出电流必须大于等于实际所需的门极驱动电流。 计算公式如下： ΔU 是整个门极上升电压，例如 177。 15V 驱动， ΔU＝ 30V。 而 RG(min)则是电路中选择的最小驱动电阻。 4． 5驱动板的选择 选择一个功率等级的驱动板，必须注意一下几点： 1） 驱动板必须提供所需的功率； 2） 最大的输出 电流必须大于等于实际所需的 IGBT 门极电流。 驱动板输入电流不能超过手册中所标注的最大电流，至少不能重复出超，特别在高门极电容（并联电路）情形和较低工作频率下，这一点尤其需要校核。 对间隙性的脉冲同样如此。 在这两种情况下，尽管平均电流（通过电流表测得）低于手册中的规定值，但输入电流的实际最大值仍有可能超过 DC/DC 变换器的额定功率，为了作这种校核，我们可以在驱动板的输入电源与输入电容之间加分流器或探针，用示波器进行观察测试。 注意：由于内部有 DC/DC 变换器，驱动板的输入电流纹波，可以通过在副边加低电感电容和选择低 ESR 方式就近驱动 IGBT 以减少引线长度来降低。 4． 6计算实例 对于 200A的 IGBT模块 ,选择 EUPEC公司的 BSM200GB120DN2,工作频率在 8KHZ. 第一个参数门极电荷测量波形如图一所示 ： 15 Q 及 ΔU 值通过示波器可测得： Q＝ 2150nAs ΔU=30V 所需的驱动功率： P＝ f*Q*ΔU=8*2150*30= 接下来，加上 的内部功耗 += 8K 频率下驱动器的内部开关损耗 可以忽略不计。 当门极电压低于 177。 14V 而不是177。 15V时，同样依据以上计算。 这样在设计中留有一定的余量也是十分有益的。 如 RG =,那么 这种情况下，我们最终选择了 IHD280 半桥电路驱动板，其典型参数是：内部 DC/DC变换器功率为 2W,每个通道 1W，最大的驱动能力是 8A.。 IGBT 驱动器的分析与选择 I GB T 即绝缘门极双极晶体管 ( Isolated Gate Bipolar Transistor) ,是 80 年代出现的新型复合器件 . 它集 MOSF ET 和 GTR 优点于一身 ,既具有输入阻抗高、速度快和热稳定性好的特点 ,又具有通态电压低、耐压高和承受电流大等优点 ,因此倍受青睐。 尤其是在电机控制 ,中频和开关电源以及要求快速、低损耗的领域发展迅速 .IGB T 是通过对基极电流的控制来控制其集电极电流通、断的电流放大型开关元件 . 工作条件合适时 ,其工作频率可高达 20 k Hz. 但在应用 I GB T 的过程中 ,发现了一系列问题 ,如过电流保护 、 过电压保护和驱动问题 . 如果没有一个正确的驱动电路 ,没有一定的合理的保护措施 ,要在如此高的频率下工作是不可能的 . I GB T 对驱动电路的要求 由于 IGB T的输入特性几乎与 MOSF ET 相同 ,所以 MOSF ET 的驱动电路同样适用于 IGBT. 但是 I GBT毕竟不同于 MOSF ET ,它对驱动电路有如下要求。 . 1 能提供适当的正、反向门极电压 为使 I GB T 稳定工作 ,一般要求双电源供电 . 所以驱动电路要求采用正反偏压的两电源形式 .。 门极驱条件与器件特性的关系如表 1 所示 表 1 门极驱动条件与器件特性的关系 在 IGBT导通期间 ,输出漏电流 ID受门极电压 UGS控制 . UGS越高 , ID越大 . 通态电压 UDS(on) = UJ 1+ Udr+ IDRch,即 UGS越高 ,UDS(on) 越小 . I GB T门极驱动电路如图 1所示 : 16 图 1 门极驱动电路 以日本富士公司的 2 MB150 060型的 IGBT模块为例 ,1000V的 IGBT的通态压降约为 2～ 3 V, 管耗较小 ,当 UGS增加时 , I GBT的开通能量损耗下降 ,但是 UGS不能随意增加 ,否则对负载短路能力及 dUDS/ dt电流有不利的影响 . 因此选择适当的 UGS即能充分利用 IGBT又不至于损坏它 . 通常选 正偏压为 12～ 15V .当 IGBT关断期间 , 管中的存储电荷难以迅速消除 ,造成漏极电流较长时间的尾部时间 ,在门极电路中形成一些高频振荡信号 ,使本该处于截止状态的 I GBT2处于开通状态 . 所以在关闭 I GBT时需加反向门极电压 ,使其可靠关断 .一般取反向偏压为 2～ 10V . 5． 1. 2 信号应有足够的功率 驱动电路输出的信号是作用于 IGBT的门极 G和源极 S之间的 .而 G与 S之间可近似看成一个 PN结 ,它有一个安全工作区 ,驱动信号必须处于该区域 . 当 UGS很小或为零时 , I GBT的 D与 S之间加很大 的电压时 IGBT才能开通 .这种硬开通会导致 I GB T 较大的开关损耗 ,影响 I GB T 的开关频率与输出能力 . 因此 ,为使合格元件都能正常工作 ,驱动信号可以大于门极规定的电压、电流 ,并留有一定的余量。 5． 1. 3 信号应具有一定的前沿陡度和宽度 I GB T 的门源特性呈电容性 ,与开关速度有关 . 要求驱动器必须有承受足够瞬时电流的能力 ,从而使开关损耗降至最低 . 选用低电阻 RG的驱动源对门极电容充放电 ,保证门极控制电压 UGS有足够陡峭的前沿 . 另外 ,过短的开关时间会造成主回路过高的尖峰电 流给控制回路造成干扰。 5． 1. 4 驱动电路必须与主电路隔离 I GB T 工作在高频交流信号下与电网相连 ,而控制回路受低信号控制 ,因而要求控制回路与主电路隔离 ,这样保证设备和人身的安全 . 为了保证驱动电路和主电路之间信号传输的畅通无阻 ,常采用光电耦合和变压器耦合方式 . 5． 1.。