毕业论文-基于高阶累积量的数字信号调制识别的算法(编辑修改稿)

毕业论文-基于高阶累积量的数字信号调制识别的算法(编辑修改稿)内容摘要：

na 为 1。 2FSK信号的时域波形如图 ： 0 200 400 600 800 1000 120032101234 A S K 调制20xx 届轮机工程专业毕业设计 (论文 ) 14 图 2FSK信号时域波形图 (2) 多进制频移键控 (MFSK) MFSK是 2FSK的直接推广，其时域表达式可以写为：   n ncsM F S K tftfnTtgS )22c os ()(  (24) 式中，关为载波频率， nf 为频偏值，且  Mn ffff  21 ,。 MFSK调制信号具有恒包络的特性，图 4FSK信号的时域波形： 图 4ASK信号时域波形图 (1) 二进制相移键控 (BPSK) 相移键控通过数字基带信号控制载波相位的变化来传输信息的调制方式。 二进制相移键控0 100 200 300 400 500 600 700 800 900 1 . 51 0 . 500 . 511 . 52 F S K 调制0 200 400 600 800 1000 1200 1 . 51 0 . 500 . 511 . 54 F S K 调制姓名：毕业设计题目 就是载波信号的相位在调制信号 1或 0的控制下改变。 通常用 0 和 180 来分别表示 1或 0。 它的时域表达式为： tfnTtgatS snB P SK 2c os)()(    (25) 式中， na 为双极性，即  1,1na ，二进制符号序列 na 发送 1 的概率是 P ，发送 1的概率是 P1。 BPSK信号的时域波形如图。 图 BPSK信号时 域波形图 (2) 多进制相移键控 (MPSK) M进制相移键控信号中，载波相位有 M种取值，已调信号的时域表达式为：   n ncsM P S K tfnTtgtS )2c os ()()(  (26) 式中，  Mnn )1(2   为调制相位，有 M 种取值。 QPSK 信号的时域波形如图 所示。 0 100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000 1 . 51 0 . 500 . 511 . 5BPSK 调制20xx 届轮机工程专业毕业设计 (论文 ) 16 图 QPSK信号时域波形图 正交振幅调制 (QAM)是一种振幅与相位联合的键控方式，它的两个载波是同频正交的。 在调制过程中，用两路相互独立的基带信号对两个载波进行抑制载波的双边带调幅，由于同一带宽内已调信号的频谱具有正交性，因此可以实现两路数字信息的并行传输。 QAM 信号的分布图通常被称为星座图。 QAM 的信号表达式为：   n csnn csnM Q A M tfnTtgbtfnTtgatS  2s i n)(2c o s)()(   n ncsn tfnTtgA )2c os ()(  (27) 式中， 22 nnn baA  ， )ar ctan ( nnn ab。 16QAM 信号是正交振幅调制信 号中很常用的一种，它通常有两种产生方法。 一种为正交调幅法，即采用两路独立的正交4ASK 信号叠加而形成；另一种方法是复合相移法，即采用两路独立的 QPSK 信号叠加而形成。 物理上可以实现的信号都是实信号，对于任意的实信号 x(t)而言，它的频谱都具有共轭对称性，满足： )()( fXfX   (28) 也就是说实信号具有如下特点：它的正负频率的幅度分量对称、相位分量相反。 因此，在已知一个实信号的正频率或负频率部分后，就可以在既不丢失任何信息又不产生虚假信号的情况下对实信号进行完全描述。 取 )(tx 的正频率部分得到新的信号 )(tz ，显然 )(tz 为复信号。 它的频谱 )(fZ 的表达式0 100 200 300 400 500 600 700 1 . 51 0 . 500 . 511 . 5Q P S K 调制姓名：毕业设计题目 为： 0,00),(0),(2)(fffXffXfZ (29) 式中当 0f 时， )(tz 的频谱为 )(tx 的 2倍，这是为了使 )(tz 与 )(tx 信号的能量 相等。 引入一个阶跃滤波器 )(fH ，其表达式为： 010001)(ffffH (210) 则式 (29)可表示成：  )(1)()( fHfXfZ  (211) 假设 )(th 为 )(fH 对应的冲激函数，根据式 (211)， )(tz 可表示为如下形式： )()()()( thtxtxtz  (212) 式中 tjth 1)( 。 则式 (212)可写为：    dt txjtxtz )(1)()( (213) 定义 )(tx 的希尔伯特变换  )(txH 的表达式：    )(1)(  dt txtxH (214) 则有，  )()()( txjHtxtz  (215) 由此可知，实信号 )(tx 的正频率分量部分对应着复信号 )(tz ，通常把 )(tz 称作 )(tx 的解析表示。 其中， )(tz 的实部对应着原信号 )(tx ，而虚部  )(txH 对应着原信号 )(tx 的 Hilbert变换，且 )(tz 的实部与虚部是正交关系，即满足：   0)()( dttxHtx (216) 20xx 届轮机工程专业毕业设计 (论文 ) 18 把 )(tz 用极坐标表示： )()()( tjetatz  (217) 其中 )(ta 表示 )(tz 的瞬时幅度，表达式如下：      )()()(Im)(Re)( 2222 txHtxtztzta  (218) )(t 表示 )(tz 的瞬时相位，表达式如下：      )( )(a r c t a n)(Re )(Ima r c t a n)( tx txHtz tzt (219) )(t 表示 )(tz 的瞬时角频率，表达式如下：     )()39。 ( )()(39。 )( )(a rc t a n)()( txHtx txtxHtx txHdtddt tdt    (220) 式中     )()(39。 txHdtdtxH  ， dttdxtx )()(39。 。 从上述的分析中不难看出，利用信号的解析形式可以很方便地获取信号的各类瞬时特性，为研究信号的 分析及处理方面的问题提供了十分便利且有效的工具。 随着现代信号处理技术的快速发展和大范围应用，信号的正交分解理论也显现出了举足轻重的地位和无可替代的优势。 目前，它正被广泛应用于解决调制识别、参数测量和信号分析等问题。 快速傅立叶变换 FFT FFT 的基本原理 DFT(离散傅立叶变换 )是数字信号处理中常用的一种算法，可以用来分析信号的频谱特性。 设 )(nx 是长度为 N 点的有限长序列，它的离散傅立叶变换表达形式如下： 1,1,0)()(10   NkWnxkXNnnkN (221) 离散傅立叶变换的逆变换的表达形式如下： 1,1,0)(1)( 10   NnWkXNnx NnnkN (222) 式中旋转因子为 NnkjnkN eW 2。 一般来讲， )(nx 和 nkNW 都是复数，求一点的离散傅立叶变换 )(kX 需要 N 次复数乘法和 1N 次复数加法。 因此，求 N 点 )(kX 需要 N2 次复数乘法和 )1( NN 次复数加姓名：毕业设计题目 法，显然，随着序列长度 N 的不断增加，计算 )(kX 所需的计算量将十分惊人。 FFT 包括按时间抽取 (DIT)和按频率抽取 (DIF)两种方法。 本文主要讨论按时间抽取的FFT 算法。 按时间抽取基 2 FFT 算法 按时间抽取的基 2 FFT的基本原理是：对长度为 N 的序列进行 DFT运算时，首先需要将序列逐步分解成为若干组，直至为每组仅含有两个点，然后利用蝶形 单元的基本原理对这两点进行 DFT 运算，最后再合成 N 点的 DFT。 求取长度为 N 的序列的 DFT 时，若采用 FFT 进行运算，则完成全部 N 点的运算一共需要   NN 2log2 次复数乘法和 NN 2log 次复数加法。 相较于传统的 DFT 方法而言， FFT 算法大大减少了运算量，节省了计算时间，具有更高的效率。 参数估计是非协作通信中信号处理的重要组成部分，是信号调制识别的基础，参数估计的精度会直接影响到调制识别的可靠性和准确性。 对于数字调制信号，载波频率和码元速率是重要的参数。 下面分别介绍常用的载波频率估计和码元速率估计方法。 (1) 过零检测的时域估计法 对输入信号 )(ns 作过零检测，如果 )(1ns 和 )1( 1ns 有不同的符号，就可以确 定在时间段  sisi fnfn )1(,  间存在零点。 零点的位置可以用线性差值公式计算：   )1()( )(1)(iiiis nsnsnsnfia (223) 由检测到的零点的时刻组成过零序列  ZMiia ,2,1),( 。 其中 ZM 是检测到 的零点数。 定义  )(ia 的过零差序列 )(iy 为： 1,2,1)()1()(  ZMiiaiaiy (224) 对于噪声中的单频信号，两个零点之间的距离为： )()( ifiyc  (225) )(i 服从零均值分布。 即   0)( iE ，可以得到   cfiyE 21)(  (226) 由此，基于过零点的载频估计公式如下： 20xx 届轮机工程专业毕业设计 (论文 ) 20 11)(21ZMiZciyMf (227) 时域估计法的缺点是对噪声特别敏感 ,尤其是在信号的弱区间。 提高过零点 载频估计法精度的方法是只考虑非弱信号段的过零点，这种基于非弱信号段过零点检测原理的载频估计方法与一般的过零点载频估计方法相比其精度将大大提高，尤其是在低信噪比下的精度有比较大的改善。 (2) 频域估计法 频。