基于dps逆变电源的设计(编辑修改稿)

基于dps逆变电源的设计(编辑修改稿)内容摘要：

0 式中， 为三角载波周期中心的时间值。 由于 ， ， M均为已知量，因此，规则采样法 SPWM 脉宽 的计算较为简便，适合基于微处理器的数字 SPWM 控制。 (3)不对称规则采样法是既在三角波的顶点位置，又在底点位置对正弦波进行采样，由采样值形成阶梯波，阶梯波与三角波的交点所确定的脉宽在一个三角波的周期内的位置不对称的采样方法，其原理如图。 图 不对称规则采样法 由图 28得：  1s in12 tMTt sof f   1s in12 tMTt son   2s in12 tMTt son   2s in12 tMTstof f  (式 ） 脉冲宽度为：   )s i n(s i n212 21 ttMTttt tononpw  (式 ） 其中， 2/ts TT  （ sT 是采样周期， tT 是三角波周期） 如图 ，有 ,...)6,4,2,0(,21  kkTt t ,...)7,5,3,1(,22  kkTt t (式 ） 即 k=0， 1， 2， 3， „。 k为偶数时是顶点采样； k为奇数时是底点采样。 由三角波频率 f1与正弦波频率 f之比为载波比 N，则有 ：fTffN t11  （式 ） 11 将 (式 ）代入 (式 ）得 NkkTfftt t   222 11  22,4,2,0  Nk  NkkTfftt t   222 22  12,5,3,1  Nk  (式 ） 将 (式 211）代入 (式 28）得   NkMTt ton s in12  22,4,2,0  Nk    NkMTt ton s in12  12,5,3,1  Nk  (式 ） 由于载波频率 tf 是恒定的，通过改变 N的值就可以改变输出 SPWM波的频率。 不对称规则采样法的数学模型尽管略微复杂一些，但由于其阶梯波更接近于正弦波，所以谐波分量的幅值更小，在实际中得到更多的使用。 以上是单相 SPWM 波生成的数学模型，生成三相 SPWM 波，就必须使用三条 正弦波和同一条三角波求交点。 三条正弦波相位差 120 ，即 ：  NkuC sin   32sin Nku B   34sin Nku A (式 ） 采用不对称规则采样法，则顶点采样时有：   NkMTt tCon s in12    32s in12 NkMTt tBon  22,4,2,0  Nk     34s i n12 NkMTt tAon  22,4,2,0  Nk  (式 ） 不对称规则采样法由于在一个载波周期里采样两次正弦波数值，该采样值能更加真实的反映实际的正弦波数值，其输出电压也高于对称规则采样法。 当然由于采样次数增大了一倍，使得数据处理量也大为增加，特别是当载波频率较高时，需要微处理器的运算速度非常的快。 而 DSP以其时钟频率可达到 40MHz的优势，无疑解决了这个问题。 综上所述，本系统采用不对称规则采样法来生成 SPWM。 12 SPWM 控制方式分析 以单相全桥逆变电路（图 ）为例，对 SPWM 控制方式进行分析研究。 图 是采用 IGBT 作为开关器件的单相桥式电压型逆变电路。 设负载为阻感负载，工作时 和 的通断状态互补， 和 的通断状态也互补。 具体的控制规律如下：在输出电压 Uo 的正半周，让 保持通态， 保持断态， 和 交替通断。 由于负载电流比电压滞后，因此在电压正半周，电流有一段区间为正，一段区间为负。 在负载电流为正的区间， 和 导通时，负载电压 Uo 等于直流电压 Ud； 关断时，负载电流通过 和 续流， Uo=0。 在负载电流为负的区间，仍为 和 导通时，因 i0为负，故 i0实际上从 和 流过，仍有 Uo=Ud； 关断， 开通后， i0从 和 续流， Uo=0。 这样， Uo 总可以得到 Ud 和零两种电平。 同样，在 Uo 的负半周，让 保持通态， 保持断态， 和 交替通断，负载电压 Uo可以得到 Ud和 0两种电平。 单极性 SPWM 控制方式 所谓单极性 SPWM 控制是指逆变器的输出脉冲具有单极性特征。 即当输出正半周时，输出脉冲全为正极性脉冲；而当输出负半周时，输出脉冲全为负极性脉冲。 因此，必须采用使三角载波极性与正弦调制波极性相同的所谓单极性三角载波调制。 单极性 SPWM 控制方式指在 ur和 的交点时刻控制开关器件的通断。 单极性SPWM 控制方式波形如图。 单极性 SPWM 控制由于采用了单极性三角载波调制，从而使控制信号的发生变得较为复杂，因而很少采用。 双极性 SPWM 控制方式 所谓双极性 SPWM 控制是指逆变器的输出脉冲具有双极性的特征。 即无论输出正、负半周，输出脉冲全为正、负极性跳变的双极性脉冲。 当采用基于三角载波调制的双极性 SPWM 控制时，只需要采用正、负对称的双极性三角载波即可。 当正弦调制波信号瞬时值大于三角载波信号瞬时值时，比较器的输出极性为正， 、 导通有效，而 、 关断有效，即 、 导通或 、 续流导通；同时， ( )、 ( )关断，此时，逆变器输出为正极性的 SPWM电压脉冲。 同理，当正弦调制波信号瞬时值小于三角载波信号瞬时值时，比较器13 的输出极性为负 ， 、 导通有效，而 、 关断有效，即 、 导通或 、 续流导通；同时， ( )、 ( )关断，此时，逆变器输出为负极性的 SPWM 电压脉冲。 双极性 SPWM 控制的调制及逆变器的输出波形如图 所示。 图 单极性 SPWM控制方式波形 图 SPWM控制方式波形 单极性和双极性调制比较 单极性调制 SPWM与双极性调制 SPWM相比，载波为全三角波的单极性调制 SPWM14 波形的优点是开关频率是载波频率的两倍似极性则相等，即有倍频的作用，易于滤波，并且每次开关管开通或关断时，电压跳动幅度减小为双极性调制 SPWM的一半。 另外，对于 m=2的情况，对同样的调制深度 M，单极性调制 SPWM波的谐波幅值明显比双极性调制 SPWM波幅值小。 因此，单极性调制 SPWM波能更好的消除谐波。 综上所述，本系统采用的是以不对称规则采样法为基础实现的单极性 SPWM控制。 DSP 实现 SPWM波 DSP 的事件（ EV）管理器模块介绍 传统的产生 SPWM波形的方法能够用于逆变器中实现幅度和频率可调的正弦波电压。 当负载为线性时效果还好。 但是当该逆变器带非线性负载时，电压将发生畸变，谐波增加，严重影响负载的正常工作。 DSP是一款高性能的数字处理芯片，它不仅运算速度快，还有专门用于实现 PWM的片内外设。 通过应用 DSP我们可以方便的实现频率很高的 SPWM控制信号，从而减小滤 波器的尺寸。 TMS320LF2407A包括两个事件管理模块 EVA和 EVB，每个事件管理器模块包括通用定时（ GP） 、比较单元、捕获单元以及正交编码脉冲电路。 EVA和 EVB的定时器、比较单元以及捕获单元的功能都相同，只是定时器和单元的名称不同。 事件管理模块 EVA和 EVB有相同的外设寄存器，不同的程序起止地址。 如表 ，为事件管理模块 EVA/EVB及其信号名称。 EV模块是形成 SPWM波形的关键，本文采用的是 EVB产生 SPWM波形信号。 针对本系统，就 EV中几个重要组成部分进行说明。 定时器是事件管理器的核心模块。 TMS320LF2407A的定时器有如下功能 ： 作为常规的定时 /计数器使用；用于在 TXPWM引脚上输出频率和脉宽可调的 PWM波；与捕捉模块结合测量 CAPx引脚上的脉宽；定时器 3与比较模块配合产生死区可调的 6个 PWM控制信号 ： 启动 AD转换。 它的工作方式有 4种 ： 停止 /保持模式、连续增计数模式、定向增 /减计数模式、连续增 /减计数模式。 采用连续增 /减计数方式工作时，产生对称的 SPWM波，其工作过程如下 ： 计数器的值由初值开始向上增计数，当到达寄存器 T3PR值时，开始递减计数，直至计数器的值为零时 (进入中断服务程序 )又重新向上增计数，如此循环往复。 在计数器计数的过程中，计数器的值都与比较寄存器 CMPRx(x=4， 5， 6)的值作比较，当计数器的值与其相对应的比较寄存器的值相等发 生匹配，则对应的该相方波输出发生电平翻转。 在每个载波周期内，输出的方波将发生两次电平翻转。 15 只要在每个三角波载波周期根据在线计算改写比较寄存器 CMPRx的值，就可实时地改变脉冲的占空比，得到完整周期的 SPWM脉冲。 对每个脉冲相对于载波周期的占空比的计算是在定时器 3的下溢中断服务子程序中完成的。 表 事件管理模块 EVA/EVB及其信号名称 事件管理模块 EVA模块 信号 EVB模块 信号 GP定时器 Timer1 Timer2 PWM/ CMP PWM/ CMP Timer 3 Timer 4 T3PWM/T3CMP T4PWM/T4CMP 比较单元 Compare 1 Compare 2 Compare 3 PWM1/2 PWM3/4 PWM5/6 Compare 4 Compare 5 Compare 6 PWM7/8 PWM9/l0 PWM11/12 捕获单元 Capture 1 Capture 2 Capture 3 CAP 1 CAP 2 CAP 3 Capture 4 Capture 5 Capture 6 CAP 4 CAP 5 CAP 6 正交编码 脉冲电路 (Q EP) OEP 1 QEP 2 QEP 1 QEP 2 QEP 3 QEP 4 QEP 3 QEP 4 外部输入 计数方向 外部时钟 TDIRA TCLKINA 计数方向 外部时钟 TDIRB. TCLKINB EV模块是形成 SPWM波形的关键，本文采用的是 EVB产生 SPWM波形信号。 针对本系统，就 EV中几个重要组成部分进行说明。 定时器是事件管理器的核心模块。 TMS320LF2407A的定时器有如下功能 ： 作为常规的定时 /计数器使用；用于在 TXPWM引脚上输出频率和脉宽可调的 PWM波；与捕捉模块结合测量 CAPx引脚上的脉宽；定时器 3与比较模块配合产生死区可调的 6个 PWM控制信号 ： 启动 AD转换。 它的工作方式有 4种 ： 停止 /保持模式、连续增计数模式、定向增 /减计数模式、连续增 /减计数模式。 采用连续增 /减计数方式工作时，产生对称的 SPWM波，其工作过程如下 ： 计数器的值由初值开始向上增计数，当到达寄存器 T3PR值时，开始递减计数，直至计数器的值为零时 (进入中断服务程序 )又重新向上增计数，如此循环往16 复。 在计数器计数的过程中，计数器的值都与比较寄存器 CMPRx(x=4， 5， 6)的值作比较，当计数器的值与其相对应的比较寄存器的值相等发 生匹配，则对应的该相方波输出发生电平翻转。 在每个载波周期内，输出的方波将发生两次电平翻转。 只要在每个三角波载波周期根据在线计算改写比较寄存器 CMPRx的值，就可实时地改变脉冲的占空比，得到完整周期的 SPWM脉冲。 对每个脉冲相对于载波周期的占空比的计算是在定时器 3的下溢中断服务子程序中完成的。 每个事件管理模块有两个通用可编程定时器（ GP）。 定时器 x（ x=1， 2 对 EVA；x=3， 4， 对 EVB）包括：一个 16位的定时器增 /减的计算器 ，可读写；一个 16 位的定时器比较寄存器 ，可读写；一个 16 位的定时器周期寄存器 ，可读写；一个 16位的定时器控制寄存器 CONTX ，可读写；可选择的内部或外部输入时钟；用于内部或外部时钟输入的可编程的预定标器；控制和中段逻辑的用于 4 个可屏蔽的中断 — 下溢、溢出、定时器比较和周期中断可选择方向的输入引脚 XTDIR。 通用定时器的输入有：内部 CPU 时钟、外部时钟 TCLKINA/B，最大频率是 CPU时钟的 1/方向输入 TDIRA/B，控制通用定时器增 /减计数、。