毕业设计论文d类音频功率放大器的设计

毕业设计论文d类音频功率放大器的设计内容摘要：

输入信号抽样―― PWM 波的形成仿真 图 4－ 6 PWM 波的形成仿真 输出信号 PWM 波的频谱仿真分析 图 4－ 7 傅里叶分析的设置 14 D 类功放的优点 在传统晶体管放大器中，输出级包含提供瞬时连续输出电流的晶体管。 实现音频系统放大器许多可能的类型包括 A 类放大器， AB 类放大器和 B 类放大器。 与 D 类放大器设计相比较，即使是最有效的线性输出级，它们的输出级功耗也很大。 这种差别使得 D类放大器在许多应用中具有显著的优势，因为低功耗产生热量较少，节省印制电路板 (PCB)面积和成本，并且能够延长便携式系统的电池寿命。 和模拟功率放大器相比较， D 类功率放大器有以下明显优势： （ 1） 能量转换效率极高，体积小，可靠性高。 耗电量仅为同功率等级模拟放大器的三分之一。 其电源使用效率高达 90%以上，节约能源，也符合环保要求。 而 B 类放大器效率仅为 78%（理论值）， A 类功放的效率就更低。 由于 D类功放极高的效率，半导体器件的温升明显减小，失真率也就显著减小。 （ 2） 无过零失真。 传统功放一般都存在由于对管配对及各级调整不佳产生的过零，交越失真。 （ 3）瞬态响应好，即“动态特性”好。 由于它不需传统功放的静态电流消耗，所有能量几乎都是为 音频输出而储备，加之无模拟放大、无负反馈的牵制，故具有更好的“动力”特征。 （ 4） 高、中、低频无相对相移，声音清晰透明，声像定位准确。 由于采用无负反馈的放大电路、数字滤波器等处理技术，可以将输出滤波器的截止频率设计得较高，从而保证在 20Hz~20kHz 内得到平坦的幅频特性和很好的相频特性。 （ 5） 直接接收 CD、 DVD 等数字音源输出的同轴或光纤数字音频信号，直接以数字信号进行放大，体现了与数字音源的完美结合。 （ 6）适合于大批量生产。 产品的一致性好，生产中无需调试，只要保证元器件正确安装即可。 15 5 D 类功放的硬件设计 D 类功放的设计原理 在音响领域里人们一直坚守着 A类功放的阵地。 认为 A类功放声音最为清新透明，具有很高的保真度。 但是， A类功放的低效率和高损耗却是它无法克服的先天顽跌。 B类功放虽然效率提高很多，但实际效率仅为 50％左右，在小型使挠式音响设备如汽车功放、笔记本电脑音频系统和专业超大功率功放场合，仍感效率偏低不能令人满意。 所以，效率极高的 D类功放，因其符合绿色华命的潮流正受着各方面的重视。 由于集成电路技术的发展，原来用分立几件制作的很复杂的调制电路，现在无论在技术上还是在价格上均已不成 问题。 而且近年来数字音响技术的发展，人们发现 D类功放与数字音响有很多相通之处，进一步显示出 D类功放的发展优势。 D类功放是放大力件处于开关工作状态的一种放大模式。 无倍号输入时放大器处于截止状态，不耗电。 工作时，靠输入信号让晶体管进入饱和状态，晶体管相当于一个接通的开关，把电源与负载直接接通 *理想晶体管因为没有饱和压降而不耗电，实际上晶体管总会有很小的饱和压降而消耗部分电能。 这种耗电只与管子的特性有关，而与信号输出的大小无关，所以特别有利于超大功率的场合。 在理想情况下， D类功放的效率为 100％， B类功放的效率 为 78． 5％， A类功放的效率才 50％或 25％ (按负载方式而定 )。 D类功放实际上只具有开关功能，早期仅用于继电器和电机等执行元件的开关控制电路中。 然而，开关功能 (也就是产生数字信号的功能 )随着数字音频技术研率的不断深入，用于 Hi— F1 音频放大的道路却口益畅通。 20 世纪 60 年代，设计人员开始研究 D类功 放 用于音频的放大技术， 70 年代 Bose 公司就外始生产D类汽车功放。 一方面汽车用蓄电池供电需要更高的效率，另一方面空间小无法放入有大散热板结构的功故，两者都希望有 D 类这样高效的放大器来放大音频信号。 共今关键的一步就 是村音频信号的调制。 图 51 是 D 类功放的基本结构，可分为三个部分： 16 图 51 D 类功放的基本结构 第一部分为调制器，最简单的只需用一只运放构成比较器即可完成。 把原始音频信号加上一定直流偏置后故在运放的正输入端，另通过自激振荡生成一个三角形波加到运放的负输入端。 当正端上的电位高于负端三角波电位时，比较器输出为高电平，反之则输出低电平。 若音频输入信号为零、直流偏置置三角波峰值的 1/2，则比较器输出的高低电平持续的时间一样，输出就是一个占空比为 1﹕ 1的方波。 当有音频信号输入时，正半周期间，比较器输出高电平的 时间比低电乎长，方波的占空比大于 1： 1，负半周期间，由于还有直流偏置，所以比较器正输入端的电平还是大于零，但音频信号幅度高于三角波幅度的时间却大为减少，方被占空比小于 1： 1。 这样，比较器输出的波形就是一个脉冲宽度被音频信号幅度调制后的波形，称为 PWM(Pulse Width Modulation 脉宽调制 )或 PDM(Pulse Duration Modulation 脉冲持续时间调制 )波形。 音频信息被调制到脉冲波形中。 第二部分就是 D类功故，这是一个脉冲控制的大电流开关放大器，把比较器输出的 PWM 信号变成高电 压、大电流的大功率 PWM信号。 能够输出的最大功率由负载、电源电压和晶体管允许流过的电流来决定。 第三部分需把大功率 PWM 波形中的声音信息还原出来。 方法很简单，只需要用一个低通滤波器。 但由于此时电流很大， RC 结构的低通滤波器电阻会耗能，不能采用，必须使用 Lc 低通滤波器。 当占空比大于 1： 1 的脉冲到来时， C 的充电时间大子放电时间，输出电平上升；窄脉冲到来时，放电时间长，输出电平下降，正好与原音频信号的幅度变化相 — 致，所以原音频传号被恢复出来，见图52。 17 图 52 模拟 D 类功放工作原理 D 类功放设计考虑的角 度与 AB类功放完全不同。 此时功放管的线性已没有太大意义，更重要的是开关响应和饱和压降。 由于功放管处理的脉冲频率是音频信号的几十倍，且要求保持良好的脉冲前后沿，所以管子的开关响应要好。 另外，整机的效率全在于管子饱和压降引起的管耗。 所队饱和管压降小不但效率高，功放管的散热结构也能得到简化。 若干年前，这种高频大功率管的价格昂贵，在一定程度上限制了 D 类功放的发展。 现在小电流控制大电流的 MOSFET 已普遍运用于工业领域，特别是近年来 UHC MOSFET 已在 HiFi功放上应用，器件的障碍已经消除。 调制电路也是 D类功放的一个特殊环节。 要把 20KHz 以下的音频调制成 PWM信号，三角波的频率至少要达到 200KHz。 频率过低达到同样要求的 THD 标准，对无源 LC低通滤波器的元件要求就高，结构复杂。 频率高，输出波形的锯齿小，更加接近原波形， THD 就小，而且可以用低数值、小体积和精度要求相对差一些的电感和电容来制成滤波器，造价相应降低。 但此时晶体管的开关损耗会随频率上升而上升，无源器件小的高频损耗、射频的趋肤效应都会使整机效率下降。 更高的调制频率还会出现射频干扰，所以调制频率也不能高于 1MHZ。 同时，三角波形的 形状、频率的准确性和时钟信号的抖晃都会影响到以后复原的信号与原信号不同而产生失真。 所以要实现高保真，出现了很多与数字音响保真相同的考虑。 还有一个与音质有很大关系的因素就是位于驱动输出与负载之间的无源滤波器。 该低通滤被器工作在大电流下，负载就是音箱。 严格地讲，设计时应把音箱阻抗的变化一起考虑进去，但作为一个功放产品指定音箱是行不通的，所以 D类功放与音箱的搭配小更有发烧友驰骋的天地。 实验证明，当失真要求在 ％ 18 以下时，用二阶 Butterworth 最平坦响应低通滤波器就能达到要求。 如要求更高则需用四阶滤波器， 这时成本和匹配等问题都必须加以考虑。 类功放电路分析与计算 脉宽调制器（ PWM） 1． 方案论证与比较 方案一：可选用专用的脉宽调制集成块，但通常有电源电压的限制，不利于本题发挥部分的实现 方案二：采用图 512 所示方式来实现。 三角波产生器及比较器分别采用通用集成电路，各部分的功能清晰，实现灵活，便于调试。 若合理的选择器件参数，可使其能在较低的电压下工作，故选用此方案。 图 512 脉 宽调制器 2． 三角波产生电路 该电路我们采用满幅运放 TLC4502 及高速精密电压比较器 LM311 来 实现 (电路如图 513 所示 )。 TLC4502 不仅具有较宽的频带，而且可以在较低的电压下满幅输出，既保证能产生线性良好的三角波，而且可达到发挥部分对功放在低电压下正常工作的要求。 图 513 三角波产生电路 载波频率的选定既要考虑抽样定理，又要考虑电路的实现，选择 150KHz 的载波，使用四阶 Butterworth LC 滤波器，输出端对载频的衰减大于 60dB，能满 19 足题目的要求，所以我们选用载波频率为 150 kHz。 电路参数的计算：在 5v单电源供电下，我们将运放 5脚和比较器 3脚的电位用 R8 调整为 ，同 时设定输出的对称三角波幅度为 1v(Vp_p＝ 2V)。 若选定R10 为 100 kΩ，并忽略比较器高电平时 R11 上的压降，则 R9 的求解过程如下： ()/100=1/R9, R9=100/=40KΩ 取 R9 为 39kΩ。 选定工作频率为 f=150kh，并选 R7+R6=20kΩ，则电容 C3 的计算过程如下：对电容的恒流充电或放电电流为 I=()/R7+R6=(R7+R6) 则电容两端最大电压值为 167404 )( 14 TRRCIdCV T tc   其中 T1 为半周期， T1 =T/2=1/2f。 VC 4 的最大值为 2V，则 2=(R7+R6) 1/2f C4=(R7+R6)4f= 1000 4 150 1000≈ 取 C4=220pF,R7=10KΩ ,R6 采用 20KΩ可调电位器。 使振荡器频率 f 在 150KHz 左右有较大的调整范围。 3． 比较器 选用 LM311 精密、高速比较器，电路如图，供 电为 5v 单电源，给 V ＝ V 提供 2． 5v 的静态电位，取 R12 ＝ R15 ， R13 ＝ R14 ， 4 个电阻均取 10KΩ。 出于三角波 V PP_ =2v，所以要求音频信号的 V PP_ 不能大于 2v， 否则会使功放产生失真。 20 图 514比较器电路 前置放大器 电路如图 515 所示。