双向dc-dc变换器在燃料电池能量管理中的应用结题报告

双向dc-dc变换器在燃料电池能量管理中的应用结题报告内容摘要：

图 中， 1R 为高压侧母线负载；变压器两侧绕组匝数分别为 1N、 2N，匝比为 N=N1： N2； Lr1 为变压器高压侧等效漏感或与外串电感之和； Lr2 为变压器低压侧等效漏感或与外串电感之和； Cb Cb2 分别为变压器高压侧和低压侧所串隔直电容； Lf 在充电模式时是滤波电感，放电模式时是储能电感； fC 是高压侧的滤波稳压电容。 该变换器有两种工作模式：当供电电源 V1 正常时，开关 K1 闭合， V1 提供母线负载 R1 能量，同时通过变换器给蓄电池 V2 充电，称为充电模式；当供电电源 V1 故障时，开关 K1 断开，蓄电池 V2 作为应急供电电源通过变换器升压后提供高压侧母线负载 R1 能量，称为放电模式。 充电模式时，开关管 Q1~Q4有驱动信号，并采用移相 PWM 控制方式，而开关管 Q5~Q8 则不加驱动信号，只利用其反并联二极管 D5~D8 实现输出全桥整流。 放电模式时，开关管 Q5~Q8 双向 DCDC 变换器在燃料电池能量管理中的应用 12 有驱动信号，当四个开关管同时导通时电感 Lf储能，当对管 Q5 、 Q8（或 QQ7）同时导通时，向高压侧负载传递能量，实现变换器的升压功能，而开关管Q1~Q4 则没有驱动信号，只利用其反并联二极管 D1~D4 实现输出全桥整流。 控制方式 桥式直流变换器和逆变器一样，有双极性、单极性和移相三种控制方式。 在桥式直流变换器中，移相控制方式易实现开关管的零电压（ ZVS）开通，故在此讨论研究移相控制方式下的全桥直流变换器。 移相控制方式一个桥臂的两个开关管的驱动信号 180 度互补导通且中间有死区，两个桥臂的导通角相差一个相位，即移相角。 通过调节移相角的大 小来调节输出电压。 图 (b)中 Q Q2 的驱动信号超前于 Q Q4 一个相位，称 Q Q2 组成的桥臂为超前桥臂， QQ4 组成的桥臂为滞后桥臂。 图 (a)中的开关管 Q1~Q4 上不仅有反并联二极管D1~D4，还有并联电容 C1~C4，它们可以是开关管的结电容，或外加的小电容。 C1~C4 的作用是使开关器件在关断时其两端电压从零缓慢上升，实现软关断，减少关断损耗。 在开关器件关断、开通过程中，电容 C1~C4 与 Lr1 谐振，使开关管在施加驱动信号开通时其两端电压已为零，从而实现零电压开通，无开通损耗。 双向 DCDC 变换器在燃料电池能量管理中的应用 13 双向 DCDC 变换器在燃料电池能量管理中的应用 14 运行模式分析 为了使图 (a)电路工作原理的分析简明、清晰，假定： (1)所有功率开关管均为理想器件，忽略正向压降及开关时间； (2)所有电感、电容和变压器均为理想元件； (3)C1=C2， C3=C4； (4)只要滤波电感 Lf 比较大，且 Lf》 Ln/n*n 图 (b)是该全桥变换器的充电模式时的主要工作波形，在一个开关周期中，共有 12 个开关模态，因为前半个周期的开关模态和后半个周期的开关模态工作情况类同，所以图 (c)只画出稳态工作时半个周期 6 个开关模态的等效电路，且未画 出变压器输出电路。 模态 1： t=t0 时， Q1 关断，电感 Lr1 电流达到最大值 ip=Ip。 由于电路有电感，等效电感 L 很大，电流 ip 变化不大， ip 从 Q1 转到 C C2。 C1 从零电压开始充电，实现了 Q1 软关断； C2 放电。 T=t1 时， C1 从零充电到 V1， C2从 V1 放电到零， VAB=VCD=0， D2 开始导电，创造了 Q2 的 ZVS 条件。 副边经 5D、 D8整流输出。 占空比损失的计算 观察图 (b)的逆变器输出电压 VAB 和整流桥输出电压 VCD 的波形，可知，在 t2→ t5 和 t8→ t11 期间， VAB≠ 0， VCD=0，这就造成，半个周期内整流桥输出电压 VCD 的占空比 Deff 小于逆变器输出电压 VAB 的占空比 D，占空比有损 双向 DCDC 变换器在燃料电池能量管理中的应用 15 失。 下面计算副边占空比 effD 和原边占空比 D 之间的关系 [26][33~38]。 为分析方便，忽略开关管并联电容充放电过程，则移相全桥直流变换器理论开关波形可进一步简化，见图 ，图中给出了充电模式一周期内开关管斩波电压 ABV、电感 1rL 上的电流 pi波形和变压器副边整流输出电压 CDV 波形。 由图 可见，由于变压器存在漏电感 1rL，使占空比损失期间 (25tt→和 811tt→ )，原边电流以斜率 11/rVL 上升，因此输出电压 CDV 占空比 effD 小于原边占空比 D， D 由超前臂和滞后臂开关管的驱动信号的相位差决定 : ①原边占空比由移相控制决定； ②副边占空比 DeefD。 充电模式时，变换器的电压增益 (推导过程见第三章 )为： V2/V1=Deef/n (28) 功率传输阶段，变压器高压侧漏电感电流最大值为 Ip，最小电流为 I1，此期间变压器提供充电电流 Io，所以折算到高压侧的充电电流 Io/n 可以近似为高压侧电感电流的平均值。 为减少占空比损失，可减小电感 Lr1，但是会影响实现开关管的 ZVS 开通。 因此，要选取合适的电感 Lr1。 由于占空比的损失，为保证输出电压，必须减少变压器变比 n，而变比的减小又带来新的问题：①原边电流增加，开关管峰值电流增加，通态损耗增加；②副边整流管耐压增加；③占空比损失增加。 双向 DCDC 变换器在燃料电池能量管理中的应用 16 四、双向全桥 DC/DC 变换器的系统设计 该变换器的系统结构框图如图 所示，该结构可以看成一个闭环系统，基本结构包括：高频整流 /逆变单元、隔离变压器、保护电路、驱动电路、采样电路、控制电路。 主电路参数设计 电路参数见概述部分； 主变压器的设计 变压器的设计主要包括：磁心选择、匝数计算等。 该全桥直流变换器的两个半周期的工作都用同一个原边绕组，磁心和绕组使用率都很高。 为了减少磁化电流，最好原边绕组匝数多些，电感量大些。 因此选择高磁合金材料的磁心比较合适，而且磁心不带气隙。 具体设计步骤如下： ①磁心选择 根据放电功率、效率，确定变压器输入、输出功率。 计算式如下： 双向 DCDC 变换器在燃料电池能量管理中的应用 17 根 据输入功率确定合适的磁心型号。 再由磁 心型号得到变压器在开关频率为20kHz时的最佳磁感应强度 B。 则磁感应强度的变化量为 ∆B=2B。 ②原边线圈匝数的计算 原边线圈匝数计算式如下： 其中 : V1— 原边线圈所加直流电压，在有波动时取最小值（ V）； ton— 最大导通时间（ s181。 ）； ∆B— 总磁感应强度变化量（ T）； Ae— 磁心有效面积（ 2mm）。 ③原副边匝数比 n 的计算 原副边匝数比。