led驱动并联供电系统设计

led驱动并联供电系统设计内容摘要：

Cu r r e n t 4S QR QVINE N A B L E _ th1 . 5 VVIN B R O W N O U T _ th 0 . 82 VI B O PQ SQ R7U V L OVCC _ on 10 . 5 VVCC _ off 9 . 5 VO V POLPE D RO VE RVO L T AG E5 . 25 VOLP / S T ANDB Y 0 . 82 VUNDE RVO L T AG E4 . 75 V816gmv5 V100 uA5SSE DRFAUL TFAUL TG A T EVCCV S E N S EV C O M PV I N SI S E N S EI C O M P 图 3 UCC28019 内部结构 UCC28019的控制调节功能是通过两个回路完成的：一个是内部的电流回路；来自取样电阻的负极性电压信号从 ISENSE端进入到芯片内部后经反相器成为正极性信号，该信号经过电流放大器后输出为 ICOMP；斜坡信号发生器产生的信号与 ICOMP电压进行比较，其输出作为芯片内部 RS触发器的输入，与内部 65kHZ振荡信号一起控制 PWM的占空比，输出脉冲经推挽电路控制功率开关器件的通断；从图 2可以看出，假设当斜坡电压线性上升并刚好超过 ICOMP的电压时经过的时间为 tOFF，而这个时间又决定了 DOFF，根据斩波拓扑 7 方程有 DOFF =VIN/VOUT，由于 VIN的波形是正弦波，而 ICOMP的电压与电感电流成正比，控制回路就迫使电感电流波形跟踪输入电压波形，因此输入电流波形也是正弦波形并与输入电压同相，因此实现了功率因数校正。 二是外部电压回路，开关电源输出电压通过分压后的取样电压从 VSENSE端输入，与内部一些比较器连接在一起，起到欠 /过压保护、开路保护以及稳压的作用；电压误差放大器 gmv输出的电流对连接在 VCOMP端的补偿网络进行充电或者放电，从而建立起合适的 VCOMP电压来满足系统正常运行； VCOMP上的电压常常用来设置电流 放大器的增益以及斜坡信号的斜率，当外部回路在稳态时可以自动调整芯片内部的增益参数使输入电流波形具有较低的畸变，从而保证开关电源具有较高的功率因数。 隔离电路 LM5017 可构成隔离型偏置电源。 LM5017 稳压器集成了创建隔离型转换器所需的高、低侧电源开关。 其输入电压范围为 36V 至 75V。 电路图如下： 此电路特点 ：  36V 至 75V 输入  初级侧输出： 40mA 时 10V 输出  次级侧输出 1： 80mA 时 5V  次级侧输出 2： 120mA 时 10V 8 电路 的计算 首先，确定最大输出平均电流， IOUTMAX。 最大输入 RMS 线路电流 IIN_RMSMAX，有： 基于以上计算，最大峰值输入电流 IIN_PEAK和最大平均输入电流 IIN_AVGMAX如下： 桥式整流器 基于以上计算，最大峰值输入电流 IIN_PEAK和最大平均输入电流 IIN_AVGMAX如下： 假设二极管的正向压降 VF_BRIDGE是 ，整流桥的损耗是： 输入电容 UCC28019 是连续电流型 PFC 控制器。 其电感纹波电流按照允许有 20%的高频纹波因子 VRIPPLE和 6%的最大输入电容值 CIN计算之，首先确定输入电流纹波 IRIPPLE和电压的纹波VIN_RIPPLE。 9 输入 的 X电容现在可以计算如下： 升压电感 确定最大峰值电感电流 I L_PEAKMAX之后，决定电感值 LBST。 按照最坏情况的占空比 50%计算，电感值为： 实际升压电感选择为。 最大占空比出现在最低输入电压时， 升压二极管 二极管的损耗的估计根据其正向压降 VF， 125OC 时的反向恢复充电电荷 QRR，选用碳化硅二极管可以节省反向恢复损耗。 其损耗是： 10 开关元件 MOSFET 的导通损耗在 125OC时，按照 RMS 电流计算，有： 开关损耗按照上升时间估算，以及输出电容的损耗为： 检测电阻 根据内部非线性功率限制的增益， RSENSE的大小受限于软过流触发，要高于最大峰值电感电流的 25%，用 SOC 的最小阈值 VSOC： 采用两只电阻并联，选为： 11 电阻的功耗为： 对于峰值电流限制， PCL 保护特色其在流过其电流产生的压降等于其阈值 VPCL时，用最坏情况分析，用最大的 VPCL。 为了保护器件能承受冲击电流，用标准 220mΩ电阻。 与 ISENSE 端串联，用 1000pf电容紧靠器件改善噪声。 输出电容 输出电容 COUT的大小要满足变换器保持时间的需要，假设下面的变换器在一个线路周期内 t HOLDUP=1/f LINE(MIN)，保持 PFC 级不低于 300V，计算的电容值如下： 这是可建议的值，考虑到电容有 +/20%的偏差，选择 270uF。 设置最大峰峰值输出纹波电压必须少于输出电压的 5%，要确保纹波电压不会触及OVP 和 UVP，最大峰峰值纹波电压出现在线路频率的二倍处，纹波电流计算如下： 在两倍线路频率处所需的纹波电 流比率是： 12 还有更高频纹波电流通过输出电容： 在输出电容上整个的纹波电流作为选择输出电容的根据。 输出电压设置点 为减小功耗及减小设置电压的误差，推荐用 1MΩ作为高端的反馈分压电阻 RFB1，采用多个电阻串联，减小每个电阻承受的电压，用内部 5V基准计算底部分压电阻 RFB2，以满足输出电压设置点的目标。 用 13K 给 RFB2，此时输出电压值设置在 24V。 过压保护 OVD，在输出电压超出 5%时动作。 欠压保护 UVD，也在输出电压低于 5%时动作。 用一个小电容放于 VSENSE 到 GND，用于滤除噪声，防止高线空载时的误触发，增强动态响应。 限制此电容值， RC时间常数要小于。 以便不会减少控制环的响应时间。 环路补偿 13 补偿元件的选择对于采用 UCC28019 的电流环和电压环很容易设计计算，用 TI的网站工具即可。 电流环补偿首先确定内部环的变量乘积 M1。